MOS系列资料
MOSFET
众所周知，由于采用了绝缘栅，功率MOSFET器件只需很小的驱动功率，且开关速度优异。可以说具有“理想开关”的特性。其主要缺点是开态电阻(R DS(on))和正温度系数较高。本教程阐述了高压N型沟道功率MOSFET的特性，并为器件选择提供指导。最后，解释了Microsemi公司Advanced Power Technology (ATP) MOSFET的数据表。
功率MOSFET结构
图1为APT N型沟道功率MOSFET剖面图(本文只讨论N型沟道MOSFET)。在栅极和源极间加正压，将从衬底抽取电子到栅极。如果栅源电压等于或者高于阈值电压，栅极下沟道区域将积累足够多的电子从而产生N型反型层；在衬底形成导电沟道(MOSFET被增强)。电子在沟道内沿任意方向流动。电子从源极流向漏极时，产生正向漏极电流。沟道关断时，正向漏极电流被阻断，衬底与漏极之间的反偏PN结维持漏源之间的电势差。对于N型MOSFET，正向导通时，只有电子流，没有少子。开关速度仅受限于MOSFET内寄生电容的充电和放电速率。因此，开关速率可以很快，开关损耗很低。开关频率很高时，这让功率MOSFET具有很高的效率。
图1：N型沟道MOSFET剖面图。
开态电阻
开态电阻R DS(on)主要受沟道、JFET(积累层)、漂移区和寄生效应(多层金属，键和线和封装)等因素的影响电压超过150V时，R DS(on)主要取决于漂移区电阻。
图2：R DS(on)与电流的关系。
高压MOSFET中R DS(on)与电流的相关较弱。电流增大一倍R DS(on)仅提高了6%，见图2。
图3：R DS(on)与温度的关系。
相反，温度对R DS(on)的影响很大。如图3，温度从25℃升高到125℃，开态电阻提高近一倍。图3中曲线的斜率反映了R DS(on)的温度系数，由于载流子仅为多子，该温度系数永远为正。随着温度的升高，正温度系数将使导通损耗按照I2R增大。
功率MOSFET并联时，正的R DS(on)温度系数可以保证热稳定性，这是其很好的特性。然而，不能保证各分路的电流均匀。这一点容易被误解。MOSFET易于并联正是因为其参数的分布狭窄，特别是R DS(on)。并且与正温度系数相结合，可避免电流独占。
如图4，对于任何给定的芯片尺寸，随着额定电压的增大，R DS(on)也会随之增大。
图4：归一化后的R DS(on)与V(BR)DSS的关系。
对于功率MOS V型和功率MOS 7型MOSFET器件，通过对额定R DS(on)与V(BR)DSS的关系曲线进行拟和，可发现R DS(on)增量与V(BR)DSS的平方成正比。这种非线性关系显示了降低晶体管导通损耗的可能[2]。
本征和寄生参数
JFET寄生于MOSFET结构中，见图1。这对R DS(on)影响很大，并且是MOSFET正常操作的一部分。
本征衬底二极管
衬底和漏之间的PN结所形成的本征二极管称为体二极管(见图1)。由于衬底与源极短接，无法将反向漏极电流关断，这样体二极管构成了很大的电流通路。当反向漏极电流流过时，器件导通损耗降低，这是由于电子流过沟道，并且电子和少数载流子流过体二极管。
本征衬底二极管对于需要反向漏极电流(通常称为自振荡电流)通路的电路十分方便，例如：电桥电路。
对于这样的电路，FREDFET的反向恢复特性通常都得到了改善。FREDFET是Advanced Power Technology所使用的商标，用来区分那些采用了额外工艺步骤加快本征衬底二极管反向恢复特性的MOSFET。FREDFET中没有使用分离的二极管；仅仅是MOSFET的本征衬底二极管。通过电子辐射(经常使用的方法)或者掺杂铂来控制衬底二极管中少数载流子的寿命，极大地降低了反向恢复充电和时间。
FREDFET中额外工艺带来的负面影响是漏电流的增大，特别是高温时。然而，考虑到MOSFET开始工作时漏电流比较低，FREDFET带来的漏电流在PN结温度低于150℃时并不显著。根据电子辐射剂量的不同，FREDFET的额定R DS(on)可能比所对应的MOSFET 还要高。FREDFET的衬底二极管正向压降也会稍微高于所对应的MOSFET。对于栅极充电和开关速度，两种器件性能相同。下文中，如无特别说明，MOSFET这个词既可以代表MOSFET，也可以代表FREDFET。
与分立的快恢复二极管相比，无论是MOSFET还是FREDFET，其反向恢复性能都显得很“笨重”。对在125℃工作的硬开关而言，由于衬底二极管反向恢复电流造成的开关损耗比分立快恢复二极管要高出5倍。造成这种状况的原因有两点：
1．对于MOSFET或FREDFET，体二极管的面积相同，但同样功能的分立二极管面积小很多，这样反向恢复充电效应减小了很多。
2．对于MOSFET或FREDFET，体二极管并没有像分立二极管那样对反向恢复性能进行优化。与常规硅二极管相似，体二极管反向恢复充电效应以及时间是温度，电流随时间的变化率(di/dt)和电流的函数。体二极管正向压降，VSD，随温度的变化率为2.5 mV/℃。
寄生双极晶体管
MOSFET结构中还寄生有NPN型双极晶体管(BJT)，正常工作时并不会开启。但如果BJT 开启并进入饱和区，将产生闩锁效应，这时只有从外部关断漏极电流才能关断MOSFET。闩锁效应产生大量的热会烧毁器件。
寄生BJT的基极与MOSFET源极短接用来防止闩锁效应，并且如果基极悬空，会极大的降低击穿电压(对同样的R DS(on)来说)。理论上讲，关断时会产生极高的电压变化率(dv/dt)，这是造成闩锁效应的主要原因。然而，对于现代常规功率MOSFET，电路很难产生如此之高的dv/dt。
如果体二极管导通后反向关断，将产生极高的电压变化率(dv/dt)，这可能会造成寄生BJT 开启。高dv/dt会在器件体区产生高的少数载流子(正载流子或者空穴)电流密度，体电阻上所积累的电压足以开启寄生BJT。这也是为什么器件会对整流(体二极管反向恢复)dv/dt峰值作限制的原因。由于降低了少数载流子寿命，FREDFET器件整流dv/dt峰值要高于MOSFET器件。
开关速度
由于电容不受温度的影响，因此开关速度和开关损耗也同样不受温度影响。然而，二极管反向恢复电流却随着温度提高而增大，因此，温度效应会对大功率电路中的外部二极管(可以是分立二极管和MOSFET或者FREDFET体二极管)造成影响，从而影响开关损耗。
阈值电压
阈值电压，即VGS(th)，表示晶体管关断时的电压。该参数表示在阈值电压下，漏极电流可以达到多少毫安培，因此，器件工作在开与关的临界状态。阈值电压具有负温度系数，这意味着随着温度升高，阈值电压将降低。负温度系数会影响开关延时时间，因此电桥电路对于死时间有要求。
图5：传输特性。
传输特性
图5为APT50M75B2LL MOSFET的传输特性。传输特性依赖于温度和漏极电流。从中可以发现，100安培以下，栅-源电压是负温度系数(给定漏极电流，随着温度升高，栅-源电压降低)。而在100安培以上，温度系数为正。栅-源电压温度系数和漏极电流何时从负值变为正值对于线性区操作十分重要。
击穿电压
击穿电压具有正的温度系数，我们将在后面的章节讨论。
短路能力
数据表中通常不会列出抗短路能力。这是因为常规功率MOSFET的抗短路能力无法与工作于高电流密度下的IGBT或者其他器件相提并论。这样，我们通常不认为MOSFET和FREDFET具有抗短路的能力。
数据表浏览
通常使用先进探针技术(advanced probe technology，ATP)获得的测试数据来选择合适的器件并预测器件的性能。通过测试曲线，可以从一组工作状态外推到另一组工作状态。值得注意的是：测试曲线代表的是典型性能，而非最大或者最小的极端情况。测试得到的性能有时也或多或少的依赖于测试电路；采用不同的测试电路，得到的结果会有些许差别。
额定最大值
V DSS ?C漏-源电压
在栅源短接，工作温度为25℃时，漏-源额定电压(V DSS)是指漏-源未发生雪崩击穿前所能施加的最大电压。根据温度的不同，实际雪崩击穿电压可能低于额定V DSS。关于V(BR)DSS的详细描述请参见静电学特性。
V GS（th）?C栅源电压
V GS额定电压是栅源两极间可以施加的最大电压。设定该额定电压的主要目的是防止电压过高导致的栅氧化层损伤。实际栅氧化层可承受的电压远高于额定电压，但是会随制造工艺的不同而改变，因此保持V GS在额定电压以内可以保证应用的可靠性。
I D - 连续漏电流
I D定义为芯片在最大额定结温T J(max)下，管壳在25℃或者更高温度下，可允许的最大连续直流电流。该参数可以表示为最大结温与管壳之间额定热阻RθJC和管壳温度的函数：
式1
该式表示了可消散的最大热量，
式2
等于传导损耗所产生的最大允许热量，I2D X R DS(on)@TJ(max)，这里R DS(on)@TJ (max)代表最大结温下的开态电阻。
解得I D：
式3
可以发现：I D中并不包含开关损耗，并且实际使用时保持管壳在25℃也很难。因此，硬开关应用中实际开关电流通常小于I D额定值@ T C = 25℃的一半；通常在四分之一到三分之一。
I D随T C变化的曲线
管壳温度在一定范围内，根据式(2)可以获得I D随T C变化的曲线。该曲线并未考虑开关损耗的影响。图6为I D随T C变化曲线的具体实例。可以发现：某些情况下，封装是限制I D的主要原因(开关电流可以更高)：TO-247和TO-264封装的最大电流为100Amps，TO-220封装的最大电流为75Amps，SOT-227封装的最大电流为220Amps。
图6：最大漏极电流随管壳温度的变化。
I DM -脉冲漏极电流
该参数反映了器件可以处理的脉冲电流的高低，脉冲电流要远高于连续的直流电流。定义I DM 的目的在于：线的欧姆区。对于一定的栅-源电压，MOSFET导通后，存在最大的漏极电流。如图7所示，对于给定的栅-源电压，如果工作点位于欧姆区“膝”点之上，任何漏极电流的增大都会极大地提高漏-源电压(线性工作区)，并最终增大导通损耗。如果长时间工作在大功率之下，将导致器件失效。因此，在典型栅极驱动电压下，需要将额定I DM设定在“膝”点之下。
设定电流密度上限防止芯片由于温度过高而烧毁。
防止过高电流流经封装引线，因为在某些情况下，整个芯片上最“薄弱的连接”不是芯片，而是封装引线。
图7：MOSFET输出特性。
考虑到热效应对于I DM的限制，温度的升高依赖于脉冲宽度，脉冲间的时间间隔，散热状况，R DS(on)以及脉冲电流的波形和幅度。单纯满足脉冲电流不超出I DM上限并不能保证结温不超过最大允许值。可以参考热性能与机械性能中关于瞬时热阻的讨论，来估计脉冲电流下结温的情况。
P D -总功耗
总功耗标定了器件可以消散的最大功耗，可以表示为最大结温和管壳温度为25℃时热阻的函数。
式4
线性降低因子与RθJC的倒数成正比。
T J, T STG-工作温度和存储环境温度的范围
这两个参数标定了器件工作和存储环境所允许的结温区间。设定这样的温度范围是为了满足器件最短工作寿命的要求。如果确保器件工作在这个温度区间内，将极大地延长其工作寿命。
E AS-单脉冲雪崩击穿能量
如果电压过冲值(通常由于漏电流和杂散电感造成)未超过击穿电压，则器件不会发生雪崩击穿，因此也就不需要消散雪崩击穿的能力。雪崩击穿能量标定了器件可以容忍的瞬时过冲电压的安全值，其依赖于雪崩击穿需要消散的能量。
定义额定雪崩击穿能量的器件通常也会定义额定E AS。额定雪崩击穿能量与额定UIS具有相似的意义。E AS标定了器件可以安全吸收反向雪崩击穿能量的高低。
测试电路的条件在标注中标明，E AS等于
式5
L是电感值，i D为电感上流过的电流峰值，其会突然转换为测量器件的漏极电流。电感上产生的电压超过MOSFET击穿电压后，将导致雪崩击穿。雪崩击穿发生时，即使MOSFET 处于关断状态，电感上的电流同样会流过MOSFET器件。电感上所储存的能量与杂散电感上存储，由MOSFET消散的能量类似。
MOSFET并联后，不同器件之间的击穿电压很难完全相同。通常情况是：某个器件率先发生雪崩击穿，随后所有的雪崩击穿电流(能量)都从该器件流过。
E AR -重复雪崩能量
重复雪崩能量已经成为“工业标准”，但是在没有设定频率，其它损耗以及冷却量的情况下，该参数没有任何意义。散热(冷却)状况经常制约着重复雪崩能量。对于雪崩击穿所产生的能量高低也很难预测。
额定E AR的真实意义在于标定了器件所能承受的反复雪崩击穿能量。该定义的前提条件是：不对频率做任何限制，从而器件不会过热，这对于任何可能发生雪崩击穿的器件都是现实的。在验证器件设计的过程中，最好可以测量处于工作状态的器件或者热沉的温度，来观察MOSFET器件是否存在过热情况，特别是对于可能发生雪崩击穿的器件。
I AR - 雪崩击穿电流
对于某些器件，雪崩击穿过程中芯片上电流集边的倾向要求对雪崩电流I AR进行限制。这样，雪崩电流变成雪崩击穿能量规格的“精细阐述”；其揭示了器件真正的能力。
静态电特性
V(BR)DSS：漏-源击穿电压
V(BR)DSS（有时候叫做BVDSS）是指在特定的温度和栅源短接情况下，流过漏极电流达到一个特定值时的漏源电压。这种情况下的漏源电压为雪崩击穿电压。
如图8所示，V(BR)DSS是正温度系数，温度高时的MOSFET漏源击穿电压比温度低时要大，实际上，温度低时V(BR)DSS小于25℃时的漏源电压的最大额定值。例如图18，在-50℃, V(BR)DSS大约是25℃时最大漏源额定电压的90%。
图8. 归一化后的雪崩击穿电压随温度的变化
VGS(th)：阈值电压
VGS(th)是指加的栅源电压能使漏极开始有电流或者关断MOSFET时停止流过电流时的电压，测试的条件（漏极电流，漏源电压，结温）也是有规格的。正常情况下，所有的MOS 栅极器件的阈值电压都会有所不同。因此，VGS(th)的变化范围是规定好的。正如前面所讨论过在温度的影响下，VGS(th)是负温度系数，这就意味着当温度上升时，MOSFET将会在比较低的栅源电压下开启。
RDS(on)：导通电阻
RDS(on)是指在特定的漏电流（通常为ID电流的一半）、栅源电压和25℃的情况下测得的漏-源电阻，除非另有规定。
IDSS：零栅压漏极电流
IDSS是指在当栅源电压为零时，在特定的漏源电压下的漏源之间泄漏电流。既然泄漏电流随着温度的增加而增大，IDSS在室温和高温下都有规定。漏电流造成的功耗可以用IDSS 乘以漏源之间的电压计算，通常这部分功耗可以忽略不计。
IGSS —栅源漏电流
IGSS是指在特定的栅源电压情况下流过栅极的漏电流
动态特性
从图九可以看出功率管的寄生电容分布情况，电容的大小由功率管的结构，材料和所加的电压决定。这些电容和温度无关，所以功率管的开关速度对温度不敏感（除阈值电压受温度影响产生的次生效应外）
图9. 功率管的电容分布图
由于器件里的耗尽层受到了电压影响，电容Cgs和Cgd随着所加电压的变化而变化。然而相对于Cgd，Cgs受电压的影响非常小，Cgd受电压影响程度是Cgs的100倍以上。
如图10所示为一个从电路角度所看到的本征电容。受栅漏和栅源电容的影响，感应到的dv/dt会导致功率管开启。
图10. 功率管的本征电容
简单的说，Cgd越小对由于dv/dt所导致的功率管开启的影响越少。同样Cgs 和Cgd形成了电容分压器，当Cgs 与Cgd比值大到某个值的时候可以消除dv/dt所带来的影响，阈值电压乘以这个比值就是可以消除dv/dt所导致功率管开启的最佳因数，APT功率MOSFET 在这方面领先这个行业。
Ciss ：输入电容
将漏源短接，用交流信号测得的栅极和源极之间的电容就是输入电容。Ciss是由栅漏电容Cgd和栅源电容Cgs并联而成，或者
Ciss = Cgs +Cgd
当输入电容充电致阈值电压时器件才能开启，放电致一定值时器件才可以关断。因此驱动电路和Ciss对器件的开启和关断延时有着直接的影响。
Coss ：输出电容
将栅源短接，用交流信号测得的漏极和源极之间的电容就是输出电容。Coss是由漏源电容Cds和栅漏电容Cgd并联而成，或者
Coss = Cds +?Cgd
对于软开关的应用，Coss非常重要，因为它可能引起电路的谐振
Crss ：反向传输电容
在源极接地的情况下，测得的漏极和栅极之间的电容为反向传输电容。反向传输电容等同于栅漏电容。
Cres =?Cgd
反向传输电容也常叫做米勒电容，对于开关的上升和下降时间来说是其中一个重要的参数，他还影响这关断延时时间。
图11是电容的典型值随漏源电压的变化曲线.
图11. APT50M75B2LL的电容VS电压曲线
电容随着漏源电压的增加而减小，尤其是输出电容和反向传输电容。
Qgs, Qgd, 和Qg ：栅电荷
栅电荷值反应存储在端子间电容上的电荷，既然开关的瞬间，电容上的电荷随电压的变化而变化，所以设计栅驱动电路时经常要考虑栅电荷的影响。
请看图12，Qgs从0电荷开始到第一个拐点处，Qgd是从第一个拐点到第二个拐点之间部分（也叫做“米勒”电荷），Qg是从0点到vGS等于一个特定的驱动电压的部分。
图12. 栅源电压和栅电荷的函数曲线
漏电流和漏源电压的变化对栅电荷值影响比较小，而且栅电荷不随温度的变化。测试条件是规定好的。栅电荷的曲线图体现在数据表中，包括固定漏电流和变化漏源电压情况下所对应的栅电荷变化曲线。在图12中平台电压VGS(pl)随着电流的增大增加的比较小（随着电流的降低也会降低）。平台电压也正比于阈值电压，所以不同的阈值电压将会产生不同的平台电压。
开关电阻时间
完全是因为历史原因，这个指标才会包括在数据表中。
td(on) ：导通延时时间
导通延时时间是从当栅源电压上升到10%栅驱动电压时到漏电流升到规定电流的10%时所经历的时间。
td(off) ：关断延时时间
关断延时时间是从当栅源电压下降到90%栅驱动电压时到漏电流降至规定电流的90%时所经历的时间。这显示电流传输到负载之前所经历的延迟。
tr ：上升时间
上升时间是漏极电流从10%上升到90%所经历的时间。
tf ：下降时间
下降时间是漏极电流从90%下降到10%所经历的时间。
开关感应能量
在现实的功率变换器中，由于开关电阻数据难以反应开关能量，ATP很多的MOSFET和FREDFET包含了开关感应能量的数据。这样对于电源设计人员来说非常方便，他们可以直接对比MOSFET或FREDFET与另外晶体管，甚至是另一种技术的例如IGBT，或者大多数成功应用的功率管在这方面性能。
图13为开关电感测试电路图。是一种低占空比的脉冲测试，这样可以在下一个周期来临之前使电感的能量完全泄放，自身发热也就可以被忽略。被测器件和嵌位二极管的温度可以由温度强制系统来调节。
图13. 开关电感损耗的测试电路
下面的测试条件在一个动态特性表格中被定义：VDD如图13，测试电流，栅驱动电压，栅电阻，还有结温。注意的是门极电阻包括驱动栅极IC的阻抗。大部分原因是由于测试电路中二极管的存在，开关时间和开关能耗会随温度变化，所以在室温和高温的情况下分别进行了数据测试，高温测试时要将二极管和被测器件一起加热。曲线图也会提供开关时间和开关能耗与漏电流和门极电阻的关系曲线。延迟时间和电流上升下降时间与开关电阻的定义一样。
数据表中的实际开关波形用于解释被测参数的变化情况，图14为导通时的波形及定义，由于实际应用电压和数据表中开关能量的测试电压之间的不同，开关能量也会不同。例如，如果测试电压为330伏，而应用电压为400伏，那么实际的开关能量就是用数据表中的开关能量值乘以400/330。
图14. 导通波形及定义
开关时间和能量与电路的其他器件和漏感有很大关系。二极管尤其对导通能量产生很多影响。串联进源极的漏感对开关时间和能量有明显的影响。因此在数据表中的开关时间和开关能量的值和曲线只是典型情况，这些曲线有可能与实际的电源电路或马达驱动电路的测试结果有所不同。
Eon ：存在二极管情况下的开关导通能量
Eon为嵌位电感导通能量包含被测器件整流二极管的反向恢复电流产生的导通损耗。注意的是FREDFET，在桥式开关电路应用中，由于体二极管的影响使其不能迅速关断，所以这种情况下的导通能量是使用快速恢复二极管的的5倍，测试电路和图13类似。
开关导通能量是对漏电流和漏源电压的积分，积分范围是从漏电流上升到测试电流的5%或10%到电压下降到测试电压的5%区间。出于仪器分辨率的考虑，在不影响精度和可靠性前提下将积分区间设置在5%到10%的上升电流到5%的下降电压之间，如图14。
Eoff ：开关关断能量
这是嵌位电感关断能量，图13为测试电路，图15为关断波形和定义。Eoff是对漏电流和漏源电压的积分，积分范围是从栅源电源降至90%到漏电流达到0这个区间。测试关断能量的方法与JEDEC（全球半导体标准组织）的24-1号标准一致。
图15. 关断波形及定义
热-机械特性
RθJC：结到管壳的热阻
热阻是从芯片的表面到器件外部之间的电阻，功率损失的结果是使器件自身产生热量，热阻就是要将芯片产生的热量和功耗联系起来。注意ATP的热阻测试显示管壳的塑料部分与金属部分的温度相同。
最大的RθJC值留有一定的裕度以应对生产工艺的变化。由于制作工艺的提高，工业上趋向于减小最大R?JC和典型值之间的裕度。通常情况下这个裕度的值不会公布。
ZθJC ：结到管壳瞬态热阻抗
瞬态热阻抗主要考虑的是器件的热容，所以它可以用做评估由于瞬态功率损失所产生的当前的温度。
热阻测试仪给被测器件提供不同占空比的脉冲，等待结温在各脉冲之间稳定下来。这种测试…单脉冲?瞬态热阻抗响应。用这种方法我们可以拟合出电阻-电容的模型。图16为瞬态热阻抗RC模型。其他一些数据表中电阻电容是以并联的形式体现的，但这种表示方法是错误的。在图16中，这些电容被接地，器件的值没有变化。在这个模型中，对于中间级节点没有实际的物理意义。不同的电阻电容对主要是为了更好的与实际测量的热阻数据相对应。
图16. 瞬态热阻抗RC模型
为了用RC模型对温度上升时进行仿真，可以提供一个电流源，电流源的幅度就是MOSFET 消耗的大小，于是就可以用PSPICE或其他电子仿真软件随意设置输入消耗的功率大小。如图16所示，通过调节ZEXT（由ZEXT调节到短路），就可以估算结-壳温度上升情况。
数据表中的瞬态热阻抗的…全家福曲线?是根据RC热阻抗模型用简单的矩形脉冲仿真得到。图17为所举的一个例子。对于一个矩形功率脉冲，你可以用…全家福曲线?去估算温度上升的峰值，这种方法在电源中非常常见。然而，由于最小脉冲宽度是10微秒，所以图标中只是开关频率小于100 kHz的情况。在更高的频率可以简单用热阻RθJC
图17 热阻抗的‘全家福曲线
数据表中的例子推导
假设在一个开关电源的应用中，我们想在200KHz、400V、35%平均占空比的情况下，硬开关电流为15安培，门极电压为15V，导通时门极电阻为15Ω，关断时的门极电阻为5Ω。假设我们想让结温最大达到112 ℃，保持壳的温度维持在75℃。用一个耐压500V的器件，在应用电压和VDSS之间只有100V的裕度。在400V的总线上面，这么小的裕度是足够的，因为MOSFET很大的雪崩击穿能力可以使这条总线是安全的。它是一种连续升压模式，因
此没必要用有更快反向恢复体二极管的FREDFET；用MOSFET的效果也将会很好。你会选那种器件呢？
既然是一个关于高频的应用，功率MOS 7型将是最好的选择，让我们看一下
APT50M75B2LL，它的电流能力为57A，比所需开关电流的3倍还多，在高频开关和硬开关的考虑中应该是优先考虑的。我们将会估算传输损耗，开关损耗，和要看是否产生的热量可以快速散发掉。总功耗的计算公式为
在112℃时的RDS(on)是室温下的1.8倍（参照图3）。所以传输损耗为Pconduction
=1.8-0.075Ω：15A
对于开关损耗，我们可以在图18中看到在125℃下开关损耗和电流的关系图。即使我们应用的要求最大值为112℃结温，这个图表已经足够能满足需要，因为电路中除了二极管对温度比较敏感外，MOSFET的开关能量受温度影响比较小，所以在112℃和125℃之间将不会发生大的变化。在任何情况下，我们都是在进行保守的估算。
图18. APT50M75B2LL的感应开关损耗
从图18可以看出，在15A时，Eon大约为300 μJ, Eoff大约为100 μJ。这些是在330V的情况下测试得到。而我们的应用电压为400V。所以开关能量可以计算为：
图18中的数据是在导通时门极电阻为15Ω和关断时的门极电阻为5Ω的情况下测得。所以我们可以得到开关能量随门极电阻变化曲线。如图19.
图19. 开关能量VS 门极电阻
即使图19中测试电流比我们应用电流要大，对于我们的情况，开关能量可以从图19中按一定比例得到。从5Ω 到15 Ω，Eon变化的系数为1.2（大约1500μJ / 1250μJ，在图19中可以看到）。电压的修正数据可以查看图18，我们得到Eon =1.2-364μJ = 437μJ
开关损耗为
Pswitch = fswitch：( Eon + Eoff) = 200kHz-(437μJ +121μJ) = 112W
Pconduction +Pswitch = 123W ,这个数据在要求结温小于112℃，壳温75℃的范围之内。所以APT50M70B2LL满足这个应用例子的要求。用同样的计算方法可以看看是否小一点的MOSFET可以满足要求。实际应用中的开关损耗要比单个器件的损耗要高的多。为了保持壳温为75℃，可以在壳和散热片之间使用用陶瓷结构（用于电隔离）。MOSFET的优势在于它的谐振缓冲特性技术，可以不用担心电压和温度对MOSFET的影响，减小开关损耗。
MOS功率与选型
品牌： 美国的IR，型号前缀IRF；日本的TOSHIBA； NXP，ST（意法），NS（国半），UTC，仙童，Vishay。 MOS管选型指南. xls
关于MOS选型 第一步：选用N沟道还是P沟道 低压侧开关选N-MOS，高压侧开关选P-MOS 根据电路要求选择确定VDS，VDS要大于干线电压或总线电压。这样才能提供足够的保护，使MOS管不会失效。 第二步：确定额定电流 额定电流应是负载在所有情况下能够承受的最大电流。与电压的情况相似，设计人员必须确保所选的MOS管能承受这个额定电流，即使在系统产生尖峰电流时。 MOS管并不是理想的器件，因为在导电过程中会有电能损耗，这称之为导通损耗。MOS 管在“导通”时就像一个可变电阻，由器件的RDS（ON）所确定，并随温度而显著变化。器件的功率耗损可由Iload2×RDS（ON）计算，由于导通电阻随温度变化，因此功率耗损也会随之按比例变化。对MOS管施加的电压VGS越高，RDS（ON）就会越小；反之RD S（ON）就会越高。 第三步：确定热要求 器件的结温等于最大环境温度加上热阻与功率耗散的乘积（结温=最大环境温度+［热阻×功率耗散］）。根据这个方程可解出系统的最大功率耗散，即按定义相等于I2×RDS（ON）。第四步：决定开关性能
选择MOS管的最后一步是决定MOS管的开关性能。影响开关性能的参数有很多，但最重要的是栅极/漏极、栅极/源极及漏极/源极电容。这些电容会在器件中产生开关损耗，因为在每次开关时都要对它们充电。MOS管的开关速度因此被降低，器件效率也下降。 详细的MOS管的选型可以参考资料3
MOS管正确选择的步骤 正确选择MOS管是很重要的一个环节，MOS管选择不好有可能影响到整个电路的效率和成本，了解不同的MOS管部件的细微差别及不同开关电路中的应力能够帮助工程师避免诸多问题，下面我们来学习下MOS管的正确的选择方法。 第一步：选用N沟道还是P沟道 为设计选择正确器件的第一步是决定采用N沟道还是P沟道MOS管。在典型的功率应用中，当一个MOS管接地，而负载连接到干线电压上时，该MOS管就构成了低压侧开关。在低压侧开关中，应采用N沟道MOS管，这是出于对关闭或导通器件所需电压的考虑。当MOS管连接到总线及负载接地时，就要用高压侧开关。通常会在这个拓扑中采用P沟道MOS 管，这也是出于对电压驱动的考虑。 要选择适合应用的器件，必须确定驱动器件所需的电压，以及在设计中最简易执行的方法。下一步是确定所需的额定电压，或者器件所能承受的最大电压。额定电压越大，器件的成本就越高。根据实践经验，额定电压应当大于干线电压或总线电压。这样才能提供足够的保护，使MOS管不会失效。就选择MOS管而言，必须确定漏极至源极间可能承受的最大电压，即最大VDS。知道MOS管能承受的最大电压会随温度而变化这点十分重要。设计人员必须在整个工作温度范围内测试电压的变化范围。额定电压必须有足够的余量覆盖这个变化范围，确保电路不会失效。设计工程师需要考虑的其他安全因素包括由开关电子设备（如电机或变压器）诱发的电压瞬变。不同应用的额定电压也有所不同；通常，便携式设备为20V、FPGA电源为20～30V、85～220VAC应用为450～600V。 第二步：确定额定电流 第二步是选择MOS管的额定电流。视电路结构而定，该额定电流应是负载在所有情况下能够承受的最大电流。与电压的情况相似，设计人员必须确保所选的MOS管能承受这个额定电流，即使在系统产生尖峰电流时。两个考虑的电流情况是连续模式和脉冲尖峰。在连续导通模式下，MOS管处于稳态，此时电流连续通过器件。脉冲尖峰是指有大量电涌（或尖峰电流）流过器件。一旦确定了这些条件下的最大电流，只需直接选择能承受这个最大电流的器件便可。 选好额定电流后，还必须计算导通损耗。在实际情况下，MOS管并不是理想的器件，因为在导电过程中会有电能损耗，这称之为导通损耗。MOS管在“导通”时就像一个可变电阻，由器件的RDS（ON）所确定，并随温度而显著变化。器件的功率耗损可由Iload2&TImes;RDS（ON）计算，由于导通电阻随温度变化，因此功率耗损也会随之按比例变化。对MOS管施加的电压VGS越高，RDS（ON）就会越小；反之RDS（ON）就会越高。对系统设计人员来说，这就是取决于系统电压而需要折中权衡的地方。对便携式设计来说，采用较低的电压比较容易（较为普遍），而对于工业设计，可采用较高的电压。注意RDS（ON）电阻会随着电流轻微上升。关于RDS（ON）电阻的各种电气参数变化可在制造商提供的技术资料表中查到。 技术对器件的特性有着重大影响，因为有些技术在提高最大VDS时往往会使RDS（ON）
IR功率MOS管选型
I D Continuous Drain Current (A)70°Micro3 Surface Mount Packages V (BR)DSS Drain-to-Source Breakdown Voltage (V)R DS(on)On-State Resistance ()?I D Continuous Drain Current 25°C (A) R ΘMax.Thermal Resistance (°C/W)1Fax on Demand Number Case Outline Key Part Number P D Max.Power Dissipation (W)https://www.wendangku.net/doc/035827125.html, N-Channel Logic Level IRLML2402*912570.54200.25 1.20.95230H1 IRLML2803 91258 0.54 30 0.25 1.2 0.93 230 P-Channel Logic Level IRLML6302*912590.54-200.6-0.62-4.8230H1 IRLML5103 91260 0.54 -30 0.6 -0.61 -4.8 230 * Indicates low VGS(th), which can operate at VGS = 2.7V Measured at ambient for Micro3, Micro6, Micro8, SO-8, and SOT-223 package styles. All others measured at case. 1Micro3 SO-8 D-Pak D -Pak SOT-227 Micro6 SOT-223 Micro8 2 Illustrations not to scale
常见mos管的型号参数
电调常见的烧毁问题，可通过更换烧坏的ＭＯＳ管来解决，如相应电流的，可用更多大额定电流的代替。注意，焊接ＭＯＳ止静电。 TO-220 TO-252 TO-3
附SO-8（贴片８脚）封装ＭＯＳ管IRF7805Z的引脚图。 上图中有小圆点的为１脚 注：下表按电流降序排列（如有未列出的，可回帖，我尽量补 封装形式极性型号电流(A)耐压(V)导通电阻(mΩ) SO-8N型SI43362230 4.2 SO-8N型IRF78312130 3.6 SO-8N型IRF783220304
SO-8N型IRF872114308.5 SO-8N型IRF78051330 SO-8N型IRF7805Q133011 SO-8N型IRF7413123018 SO-8N型TPC800312306 SO-8N型IRF7477113020 SO-8N型IRF7811113012 SO-8N型IRF7466103015 SO-8N型SI4410103014 SO-8N型SI4420103010 SO-8N型A27009307.3 SO-8N型IRF78078.330 SO-8N型SI48127.33028 SO-8N型SI9410 6.93050 SO-8N型IRF731363029 SO-8P型SI440517307.5 SO-8P型STM4439A143018 SO-8P型FDS667913309 SO-8P型SI441113308 SO-8P型SI446312.32016 SO-8P型SI44071230 SO-8P型IRF7424113013.5 SO-8P型IRF7416103020 SO-8P型IRF7416Q103020 SO-8P型SI442593019 SO-8P型IRF74248.83022 SO-8P型SI443583020 SO-8P型SI4435DY83020 SO-8P型A271673011.3 SO-8P型IRF7406 5.83045 SO-8P型SI9435 5.33050 SO-8P型IRF7205 4.63070 TO-252N型FDD668884305 TO-3N型IRF1504010055 TO-220N型IRF370321030 2.8 TO-220N型IRL3803140306 TO-220N型IRF140513155 5.3 TO-220N型IRF3205110558 TO-220N型BUZ111S80558
mos管选型指导
MOS管选型指导 正确选择MOS管是很重要的一个环节，MOS管选择不好有可能影响到整个电路的效率和成本，了解不同的MOS管部件的细微差别及不同开关电路中的应力能够帮助工程师避免诸多问题，下面我们来学习下MOS管的正确的选择方法。 第一步：选用N沟道还是P沟道 为设计选择正确器件的第一步是决定采用N沟道还是P沟道MOS管。在典型的功率应用中，当一个MOS管接地，而负载连接到干线电压上时，该MOS管就构成了低压侧开关。在低压侧开关中，应采用N沟道MOS管，这是出于对关闭或导通器件所需电压的考虑。当MOS管连接到总线及负载接地时，就要用高压侧开关。通常会在这个拓扑中采用P 沟道MOS管，这也是出于对电压驱动的考虑。 要选择适合应用的器件，必须确定驱动器件所需的电压，以及在设计中最简易执行的方法。下一步是确定所需的额定电压，或者器件所能承受的最大电压。额定电压越大，器件的成本就越高。根据实践经验，额定电压应当大于干线电压或总线电压。这样才能提供足够的保护，使MOS管不会失效。就选择MOS管而言，必须确定漏极至源极间可能承受的最大电压，即最大VDS。知道MOS管能承受的最大电压会随温度而变化这点十分重要。设计人员必须在整个工作温度范围内测试电压的变化范围。额定电压必须有足够的余量覆盖这个变化范围，确保电路不会失效。设计工程师需要考虑的其他安全因素包括由开关电子设备(如
电机或变压器)诱发的电压瞬变。不同应用的额定电压也有所不同；通常，便携式设备为20V、FPGA电源为20～30V、85～220VAC应用为450～600V。 第二步：确定额定电流 第二步是选择MOS管的额定电流。视电路结构而定，该额定电流应是负载在所有情况下能够承受的最大电流。与电压的情况相似，设计人员必须确保所选的MOS管能承受这个额定电流，即使在系统产生尖峰电流时。两个考虑的电流情况是连续模式和脉冲尖峰。在连续导通模式下，MOS管处于稳态，此时电流连续通过器件。脉冲尖峰是指有大量电涌(或尖峰电流)流过器件。一旦确定了这些条件下的最大电流，只需直接选择能承受这个最大电流的器件便可。 选好额定电流后，还必须计算导通损耗。在实际情况下，MOS管并不是理想的器件，因为在导电过程中会有电能损耗，这称之为导通损耗。MOS管在“导通”时就像一个可变电阻，由器件的RDS(ON)所确定，并随温度而显著变化。器件的功率耗损可由Iload2×RDS(ON)计算，由于导通电阻随温度变化，因此功率耗损也会随之按比例变化。对MOS管施加的电压VGS越高，RDS(ON)就会越小；反之RDS(ON)就会越高。对系统设计人员来说，这就是取决于系统电压而需要折中权衡的地方。对便携式设计来说，采用较低的电压比较容易(较为普遍)，而对于工业设计，可采用较高的电压。注意RDS(ON)电阻会随着电流轻微上升。关于RDS(ON)电阻的各种电气参数变化可在制造商提供的技术资料表中查到。 技术对器件的特性有着重大影响，因为有些技术在提高最大VDS时往往会使RDS(ON)增大。对于这样的技术，如果打算降低VDS和RDS(ON)，那么就得增加晶片尺寸，从而增加与之配套的封装尺寸及相关的开发成本。业界现有好几种试图控制晶片尺寸增加的技术，其中最主要的是沟道和电荷平衡技术。 在沟道技术中，晶片中嵌入了一个深沟，通常是为低电压预留的，用于降低导通电阻RDS(ON)。为了减少最大VDS对RDS(ON)的影响，开发过程中采用了外延生长柱/蚀刻柱工艺。例如，飞兆半导体开发了称为SupeRFET的技术，针对RDS(ON)的降低而增加了额外的制造步骤。这种对RDS(ON)的关注十分重要，因为当标准MOSFET的击穿电压升高时，RDS(ON)会随之呈指数级增加，并且导致晶片尺寸增大。SuperFET工艺将RDS(ON)与晶片尺寸间的指数关系变成了线性关系。这样，SuperFET器件便可在小晶片尺寸，甚至在击穿电压达到600V的情况下，实现理想的低RDS(ON)。结果是晶片尺寸可减小达35%。而对于最终用户来说，这意味着封装尺寸的大幅减小。 第三步：确定热要求 选择MOS管的下一步是计算系统的散热要求。设计人员必须考虑两种不同的情况，即最坏情况和真实情况。建议采用针对最坏情况的计算结果，因为这个结果提供更大的安全余量，能确保系统不会失效。在MOS管的资料表上还有一些需要注意的测量数据；比如封装器件的半导体结与环境之间的热阻，以及最大的结温。
常用mos管(选型)
常用MOS管选型参考如下表所示: IRFU020 50V 15A 42W * * NmOS场效应IRFPG42 1000V 4A 150W * * NmOS场效应IRFPF40 900V 4.7A 150W * * NmOS场效应IRFP9240 200V 12A 150W * * PmOS场效应IRFP9140 100V 19A 150W * * PmOS场效应IRFP460 500V 20A 250W * * NmOS场效应IRFP450 500V 14A 180W * * NmOS场效应IRFP440 500V 8A 150W * * NmOS场效应IRFP353 350V 14A 180W * * NmOS场效应IRFP350 400V 16A 180W * * NmOS场效应IRFP340 400V 10A 150W * * NmOS场效应IRFP250 200V 33A 180W * * NmOS场效应IRFP240 200V 19A 150W * * NmOS场效应IRFP150 100V 40A 180W * * NmOS场效应IRFP140 100V 30A 150W * * NmOS场效应IRFP054 60V 65A 180W * * NmOS场效应IRFI744 400V 4A 32W * * NmOS场效应IRFI730 400V 4A 32W * * NmOS场效应IRFD9120 100V 1A 1W * * NmOS场效应IRFD123 80V 1.1A 1W * * NmOS场效应IRFD120 100V 1.3A 1W * * NmOS场效应IRFD113 60V 0.8A 1W * * NmOS场效应IRFBE30 800V 2.8A 75W * * NmOS场效应IRFBC40 600V 6.2A 125W * * NmOS场效应IRFBC30 600V 3.6A 74W * * NmOS场效应IRFBC20 600V 2.5A 50W * * NmOS场效应IRFS9630 200V 6.5A 75W * * PmOS场效应IRF9630 200V 6.5A 75W * * PmOS场效应IRF9610 200V 1A 20W * * PmOS场效应IRF9541 60V 19A 125W * * PmOS场效应IRF9531 60V 12A 75W * * PmOS场效应IRF9530 100V 12A 75W * * PmOS场效应IRF840 500V 8A 125W * * NmOS场效应IRF830 500V 4.5A 75W * * NmOS场效应IRF740 400V 10A 125W * * NmOS场效应IRF730 400V 5.5A 75W * * NmOS场效应IRF720 400V 3.3A 50W * * NmOS场效应IRF640 200V 18A 125W * * NmOS场效应
常用MOS管选型参考
常用MOS管选型参考 IRFU02050V15A42W NmOS场效应IRFPG421000V4A150W NmOS场效应IRFPF40900V 4.7A150W NmOS场效应IRFP460500V20A250W NmOS场效应IRFP450500V14A180W NmOS场效应IRFP440500V8A150W NmOS场效应IRFP353350V14A180W NmOS场效应IRFP350400V16A180W NmOS场效应IRFP340400V10A150W NmOS场效应IRFP250200V33A180W NmOS场效应IRFP240200V19A150W NmOS场效应IRFP150100V40A180W NmOS场效应IRFP140100V30A150W NmOS场效应IRFP05460V65A180W NmOS场效应IRFI744400V4A32W NmOS场效应IRFI730400V4A32W NmOS场效应IRFD9120100V1A1W NmOS场效应IRFD12380V 1.1A1W NmOS场效应IRFD120100V 1.3A1W NmOS场效应IRFD11360V0.8A1W NmOS场效应IRFBE30800V 2.8A75W NmOS场效应IRFBC40600V 6.2A125W NmOS场效应IRFBC30600V 3.6A74W NmOS场效应IRFBC20600V 2.5A50W NmOS场效应IRFS9630200V 6.5A75W PmOS场效应IRF9630200V 6.5A75W PmOS场效应IRF9610200V1A20W PmOS场效应IRF954160V19A125W PmOS场效应IRF953160V12A75W PmOS场效应IRF9530100V12A75W PmOS场效应IRF840500V8A125W NmOS场效应IRF830500V 4.5A75W NmOS场效应IRF740400V10A125W NmOS场效应IRF730400V 5.5A75W NmOS场效应IRF720400V 3.3A50W NmOS场效应IRF640200V18A125W NmOS场效应IRF630200V9A75W NmOS场效应IRF610200V 3.3A43W NmOS场效应IRF54180V28A150W NmOS场效应IRF540100V28A150W NmOS场效应IRF530100V14A79W NmOS场效应IRF440500V8A125W NmOS场效应IRF230200V9A79W NmOS场效应IRF130100V14A79W NmOS场效应BUZ20100V12A75W NmOS场效应BUZ11A50V25A75W NmOS场效应BS17060V0.3A0.63W NmOS场效应
七步掌握MOS管选型技巧
七步掌握MOS管选型技巧 MOS管是电子制造的基本元件，但面对不同封装、不同特性、不同品牌的MOS管时，该如何抉择？有没有省心、省力的遴选方法？下面我们就来看一下老司机是如何做的。 选择到一款正确的MOS管，可以很好地控制生产制造成本，最为重要的是，为产品匹配了一款最恰当的元器件，这在产品未来的使用过程中，将会充分发挥其“螺丝钉”的作用，确保设备得到最高效、最稳定、最持久的应用效果。 那么面对市面上琳琅满目的MOS管，该如何选择呢？下面，我们就分7个步骤来阐述MOS管的选型要求。 首先是确定N、P沟道的选择 MOS管有两种结构形式，即N沟道型和P沟道型，结构不一样，使用的电压极性也会不一样，因此，在确定选择哪种产品前，首先需要确定采用N沟道还是P沟道MOS管。 MOS管的两种结构：N沟道型和P沟道型 在典型的功率应用中，当一个MOS管接地，而负载连接到干线电压上时，该MOS管就构成了低压侧开关。在低压侧开关中，应采用N沟道MOS管，这是出于对关闭或导通器件所需电压的考虑。 当MOS管连接到总线及负载接地时，就要用高压侧开关。通常会在这个拓扑中采用P 沟道MOS管，这也是出于对电压驱动的考虑。 要选择适合应用的器件，必须确定驱动器件所需的电压，以及在设计中最简易执行的方法。
第二步是确定电压 额定电压越大，器件的成本就越高。从成本角度考虑，还需要确定所需的额定电压，即器件所能承受的最大电压。根据实践经验，额定电压应当大于干线电压或总线电压，一般会留出1.2~1.5倍的电压余量，这样才能提供足够的保护，使MOS管不会失效。 就选择MOS管而言，必须确定漏极至源极间可能承受的最大电压，即最大VDS。由于MOS管所能承受的最大电压会随温度变化而变化，设计人员必须在整个工作温度范围内测试电压的变化范围。额定电压必须有足够的余量覆盖这个变化范围，确保电路不会失效。 此外，设计工程师还需要考虑其他安全因素：如由开关电子设备(常见有电机或变压器)诱发的电压瞬变。另外，不同应用的额定电压也有所不同；通常便携式设备选用20V的MOS 管，FPGA电源为20～30V的MOS管，85～220VAC应用时MOS管VDS为450～600V。 第三步为确定电流 确定完电压后，接下来要确定的就是MOS管的电流。需根据电路结构来决定，MOS管的额定电流应是负载在所有情况下都能够承受的最大电流；与电压的情况相似，MOS管的额定电流必须能满足系统产生尖峰电流时的需求。 电流的确定需从两个方面着手：连续模式和脉冲尖峰。在连续导通模式下，MOS管处于稳态，此时电流连续通过器件。脉冲尖峰是指有大量电涌(或尖峰电流)流过器件。一旦确定了这些条件下的最大电流，只需直接选择能承受这个最大电流的器件便可。 选好额定电流后，还必须计算导通损耗。在实际情况下，MOS管并不是理想的器件，因为在导电过程中会有电能损耗，也就是导通损耗。MOS管在“导通”时就像一个可变电阻，由器件的导通电阻RDS(ON)所确定，并随温度而显著变化。 器件的功率损耗PTRON=Iload2×RDS(ON)计算（Iload：最大直流输出电流），由于导通电阻会随温度变化，因此功率耗损也会随之按比例变化。对MOS管施加的电压VGS越高，RDS(ON)就会越小；反之RDS(ON)就会越高。 对系统设计人员来说，这就需要折中权衡。 对便携式设计来说，采用较低的电压即可(较为普遍)；而对于工业设计来说，可采用较高的电压。需要注意的是，RDS(ON)电阻会随着电流轻微上升。 技术对器件的特性有着重大影响，因为有些技术在提高最大VDS（漏源额定电压）时往往会使RDS(ON)增大。对于这样的技术，如果打算降低VDS和RDS(ON)，那么就得增加晶片
常用MOS管型号参数
场效应管分类型号简介封装DISCRETE MOS FET 2N7000 60V,0.115A TO-92 DISCRETE MOS FET 2N7002 60V,0.2A SOT-23 DISCRETE MOS FET IRF510A 100V,5.6A TO-220 DISCRETE MOS FET IRF520A 100V,9.2A TO-220 DISCRETE MOS FET IRF530A 100V,14A TO-220 DISCRETE MOS FET IRF540A 100V,28A TO-220 DISCRETE MOS FET IRF610A 200V,3.3A TO-220 DISCRETE MOS FET IRF620A 200V,5A TO-220 DISCRETE MOS FET IRF630A 200V,9A TO-220 DISCRETE MOS FET IRF634A 250V,8.1A TO-220 DISCRETE MOS FET IRF640A 200V,18A TO-220 DISCRETE MOS FET IRF644A 250V,14A TO-220 DISCRETE MOS FET IRF650A 200V,28A TO-220 DISCRETE MOS FET IRF654A 250V,21A TO-220 DISCRETE MOS FET IRF720A 400V,3.3A TO-220 DISCRETE MOS FET IRF730A 400V,5.5A TO-220 DISCRETE MOS FET IRF740A 400V,10A TO-220 DISCRETE MOS FET IRF750A 400V,15A TO-220 DISCRETE MOS FET IRF820A 500V,2.5A TO-220 DISCRETE MOS FET IRF830A 500V,4.5A TO-220 DISCRETE MOS FET IRF840A 500V,8A TO-220 DISCRETE
MOS管常见型号 全
MOS管常见型号 场效应管分类型号简介封装 1.MOS FET 2N7000 60V,0.115A TO-92 2.MOS FET 2N7002 60V,0.2A SOT-23 3.MOS FET IRF510A 100V,5.6A TO-220 4.MOS FET IRF520A 100V,9.2A TO-220 5.MOS FET IRF530A 100V,14A TO-220 6.MOS FET IRF540A 100V,28A TO-220 7.MOS FET IRF610A 200V,3.3A TO-220 8.MOS FET IRF620A 200V,5A TO-220 9.MOS FET IRF630A 200V,9A TO-220 10.MOS FET IRF634A 250V,8.1A TO-220 11.MOS FET IRF640A 200V,18A TO-220 12.MOS FET IRF644A 250V,14A TO-220 13.MOS FET IRF650A 200V,28A TO-220 14.MOS FET IRF654A 250V,21A TO-220 15.MOS FET IRF720A 400V,3.3A TO-220 16.MOS FET IRF730A 400V,5.5A TO-220 17.MOS FET IRF740A 400V,10A TO-220 18.MOS FET IRF750A 400V,15A TO-220 19.MOS FET IRF820A 500V,2.5A TO-220 20.MOS FET IRF830A 500V,4.5A TO-220 21.MOS FET IRF840A 500V,8A TO-220 22.MOS FET IRF9520 TO-220 23.MOS FET IRF9540 TO-220 24.MOS FET IRF9610 TO-220 25.MOS FET IRF9620 TO-220 26.MOS FET IRFP150A 100V,43A TO-3P 27.MOS FET IRFP250A 200V,32A TO-3P 28.MOS FET IRFP450A 500V,14A TO-3P 29.MOS FET IRFR024A 60V,15A D-PAK 30.MOS FET IRFR120A 100V,8.4A D-PAK 31.MOS FET IRFR214A 250V,2.2A D-PAK 32.MOS FET IRFR220A 200V,4.6A D-PAK 33.MOS FET IRFR224A 250V,3.8A D-PAK 34.MOS FET IRFR310A 400V,1.7A D-PAK 35.MOS FET IRFR9020TF D-PAK 36.MOS FET IRFS540A 100V,17A TO-220F 37.MOS FET IRFS630A 200V,6.5A TO-220F 38.MOS FET IRFS634A 250V,5.8A TO-220F 39.MOS FET IRFS640A 200V,9.8A TO-220F 40.MOS FET IRFS644A 250V,7.9A TO-220F
4166 Mos 管 datasheet
Vishay Siliconix Si4166DY N-Channel 30-V (D-S) MOSFET FEATURES ?Halogen-free ?TrenchFET ? Power MOSFET ?100 % R g and UIS Tested APPLICATIONS ? Low-Side DC/DC Conversion - Notebook PC - Gaming PRODUCT SUMMARY V DS (V)R DS(on) (Ω)I D (A)a Q g (Typ.)30 0.0039 at V GS = 10 V 30.521.5 nC 0.0055 at V GS = 4.5 V 25.6 Notes: a.Based on T C = 25 °C. b. Surface Mounted on 1" x 1" FR4 board.c.t = 10 s. d.Maximum under Steady State conditions is 80 °C/W. ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS T A = 25 °C, unless otherwise noted Parameter S ymbol Limit Unit Drain-Source Voltage V DS 30 V Gate-Source Voltage V GS ± 20 Continuous Drain Current (T J = 150 °C)T C = 25 °C I D 30.5A T C = 70 °C 24.5 T A = 25 °C 20.5b, c T A = 70 °C 16.5b, c Pulsed Drain Current I DM 70 Continuous Source-Drain Diode Current T C = 25 °C I S 5.9 T A = 25 °C 2.7b, c Single Pulse Avalanche Current L = 0.1 mH I AS 30 Avalanche Energy E AS 45 mJ Maximum Power Dissipation T C = 25 °C P D 6.5W T C = 70 °C 4.2 T A = 25 °C 3.0b, c T A = 70 °C 1.9b, c Operating Junction and Storage T emperature Range T J , T stg - 55 to 150 °C THERMAL RESISTANCE RATINGS Parameter S ymbol Typical Maximum Unit Maximum Junction-to-Ambient b, d t ≤ 10 s R thJA 3441°C/W Maximum Junction-to-Foot (Drain)Steady State R thJF 1519
MOS管正确选择的步骤
MOS管正确选择的步骤 正确选择MOS管是很重要的一个环节，MOS管选择不好有可能影响到整个电路的效率和成本，了解不同的MOS管部件的细微差别及不同开关电路中的应力能够帮助工程师避免诸多问题，下面我们来学习下MOS管的正确的选择方法。 第一步：选用N沟道还是P沟道 为设计选择正确器件的第一步是决定采用N沟道还是P沟道MOS管。在典型的功率应用中，当一个MOS管接地，而负载连接到干线电压上时，该MOS管就构成了低压侧开关。在低压侧开关中，应采用N 沟道MOS管，这是出于对关闭或导通器件所需电压的考虑。当MOS管连接到总线及负载接地时，就要用高压侧开关。通常会在这个拓扑中采用P沟道MOS管，这也是出于对电压驱动的考虑。 要选择适合应用的器件，必须确定驱动器件所需的电压，以及在设计中最简易执行的方法。下一步是确定所需的额定电压，或者器件所能承受的最大电压。额定电压越大，器件的成本就越高。根据实践经验，额定电压应当大于干线电压或总线电压。这样才能提供足够的保护，使MOS管不会失效。就选择MOS管而言，必须确定漏极至源极间可能承受的最大电压，即最大VDS。知道MOS管能承受的最大电压会随温度而变化这点十分重要。设计人员必须在整个工作温度范围内测试电压的变化范围。额定电压必须有足够的余量覆盖这个变化范围，确保电路不会失效。设计工程师需要考虑的其他安全因素包括由开关电子设备（如电机或变压器）诱发的电压瞬变。不同应用的额定电压也有所不同；通常，便携式设备为20V、FPGA 电源为20～30V、85～220V AC应用为450～600V。 第二步：确定额定电流 第二步是选择MOS管的额定电流。视电路结构而定，该额定电流应是负载在所有情况下能够承受的最大电流。与电压的情况相似，设计人员必须确保所选的MOS管能承受这个额定电流，即使在系统产生尖峰电流时。两个考虑的电流情况是连续模式和脉冲尖峰。在连续导通模式下，MOS管处于稳态，此时电流连续通过器件。脉冲尖峰是指有大量电涌（或尖峰电流）流过器件。一旦确定了这些条件下的最大电流，只需直接选择能承受这个最大电流的器件便可。 选好额定电流后，还必须计算导通损耗。在实际情况下，MOS管并不是理想的器件，因为在导电过程中会有电能损耗，这称之为导通损耗。MOS管在“导通”时就像一个可变电阻，由器件的RDS（ON）所确定，并随温度而显著变化。器件的功率耗损可由Iload2×RDS（ON）计算，由于导通电阻随温度变化，因此功率耗损也会随之按比例变化。对MOS管施加的电压VGS越高，RDS（ON）就会越小；反之RDS （ON）就会越高。对系统设计人员来说，这就是取决于系统电压而需要折中权衡的地方。对便携式设计来说，采用较低的电压比较容易（较为普遍），而对于工业设计，可采用较高的电压。注意RDS（ON）电阻会随着电流轻微上升。关于RDS（ON）电阻的各种电气参数变化可在制造商提供的技术资料表中查到。 需要提醒设计人员，一般来说MOS管规格书标注的Id电流是MOS管芯片的最大常态电流，实际使用时的最大常态电流还要受封装的最大电流限制。因此客户设计产品时的最大使用电流设定要考虑封装的最大电流限制。建议客户设计产品时的最大使用电流设定更重要的是要考虑MOS的内阻参数。 技术对器件的特性有着重大影响，因为有些技术在提高最大VDS时往往会使RDS（ON）增大。对于
小功率MOS管选型手册较为全面
KD2300 N-Channel SOT23-3 封装、电压20V、内阻28mΩ、电流6A、 可兼容、代用、代换、替换市面上各类型的2300；Si2300，APM2300，CEM2300，STS2300，AP2300，MT2300，ME2300 KD2302 N-Channel SOT23-3 封装、电压20V、内阻85mΩ、电流3.2A 可兼容、代用、代换、替换市面上各类型的2302 ；APM2302，SSS2302，ME2302，AP2302，STS2302，MT2302 KD2304 N-Channel SOT23-3 封装、电压25V、内阻117mΩ、电流2.7A KD2304A N-Channel SOT23-3 封装、电压30V、内阻117mΩ、电流2.5A 可兼容、代用、代换、替换市面上各类型的2304；Si2304，AO3406，NDS355AN，AP2304，APM2306，CES2304 KD2306 N-Channel SOT23-3 封装、电压20V、内阻30mΩ、电流8.7A KD2306A N-Channel SOT23-3 封装、电压30V、内阻30mΩ、电流8.5A 可兼容、代用、代换、替换市面上各类型的2306 KD2308 N-Channel SOT23-3 封装、电压60V、内阻160mΩ、电流6A 可兼容、代用、代换、替换市面上各类型的2308 KD2310 N-Channel SOT23-3 封装、电压60V、内阻90mΩ、电流6A 可兼容、代用、代换、替换市面上各类型的2310 KD2301 P-Channel SOT23-3 封装、电压-20V、内阻130mΩ、电流-2.6A、 可兼容、代用、代换、替换市面上各类型的2301；Si2301，AP2301，CEM2301，APM2301，APM2313，APM2323，CES2301，FDN302 ，FDN342P，FDN338P KD2303 P-Channel SOT23-3 封装、电压-30V、内阻240mΩ、电流-1.9A、 可兼容、代用、代换、替换市面上各类型的2303；Si2303，AO3405，AO3409，FDN360P，FDN358P，FDN352AP，AP2303，APM2307，CES2303 KD2305 P-Channel SOT23-3 封装、电压-20V、内阻53mΩ、电流-4.2A、 KD2305A P-Channel SOT23-3 封装、电压-30V、内阻60mΩ、电流-3.2A、 可兼容、代用、代换、替换市面上各类型的2305 KD2307 P-Channel SOT23-3 封装、电压-16V、内阻60mΩ、电流-4A、 可兼容、代用、代换、替换市面上各类型的2307 KD2309 P-Channel SOT23-3 封装、电压-30V、内阻75mΩ、电流-3.7A、 可兼容、代用、代换、替换市面上各类型的2309 KD3401 P-Channel SOT23-3 封装、电压-30V、内阻50mΩ、电流-4.2A、
常用MOS管型号大全
系列场效应管型号技术参数 型号材料管脚用途参数3DJ6 NJ 低频放大20V0.35MA0.1W 4405/R9524 2E3C NMOS GDS 开关600V11A150W0.36 2SJ118 PMOS GDS 高速功放开 关 140V8A100W50/70nS0.5 2SJ122 PMOS GDS 高速功放开 关 60V10A50W60/100nS0.15 2SJ136 PMOS GDS 高速功放开 关 60V12A40W 70/165nS0.3 2SJ143 PMOS GDS 功放开关-60V16A35W90/180nS0.035 2SJ172 PMOS GDS 激励-60V10A40W73/275nS0.18 2SJ175 PMOS GDS 激励-60V10A25W73/275nS0.18 J177 PMOS 2SJ177 PMOS GDS 激励 (无) -60V20A35W140/580nS0.085 J201 PMOS GDS 高频放大10V0.4A1.3W8GHZ 2SJ312 PMOS GDS 激励60V14A40W30/120nS0.12 2SK30 NJ SDG 低放音频-50V0.5mA0.1W0.5dB 2SK30A NJ SGD 低放低噪音 频 -50V0.3-6.5mA0.1W0.5dB 2SK108 NJ SGD 音频激励开 关 50V1-12mA0.3W70 1DB 2SK118 NJ SGD 音频话筒放 大 -50V0.01A0.1W0.5dB 2SK168 NJ GSD 高频放大-30V0.01A0.2W100MHz1.7dB 2SK193 NJ GSD 高频低噪放 大 20V0.5-8mA0.25W100MHz3dB 2SK214 NMOS GSD 高频高速开 关 160V0.5A30W 2SK241 NMOS DSG 高频放大-20V0.03A0.2W100MHz1.7dB 2SK304 NJ GSD 音频功放30V0.6-12mA0.15W 2SK385 NMOS GDS 高速开关400V10A120W100/140nS0.6 2SK386 NMOS GDS 高速开关450V10A120W100/140nS0.7 2SK413 NMOS GDS 高速功放开 关 140V8A100W0.5 (2SJ118) 2SK423 NMOS SDG 高速开关100V0.5A0.9W4.5
MOS管参数详解及驱动电阻选择
MOS管参数解释 MOS管介绍 在使用MOS管设计开关电源或者马达驱动电路的时候，一般都要考虑MOS的导通电阻，最大电压等，最大电流等因素。 MOSFET管是FET的一种，可以被制造成增强型或耗尽型，P沟道或N沟道共4种类型，一般主要应用的为增强型的NMOS管和增强型的PMOS管，所以通常提到的就是这两种。这两种增强型MOS管，比较常用的是NMOS。原因是导通电阻小且容易制造。所以开关电源和马达驱动的应用中，一般都用NMOS。 在MOS管内部，漏极和源极之间会寄生一个二极管。这个叫体二极管，在驱动感性负载(如马达)，这个二极管很重要，并且只在单个的MOS管中存在此二极管，在集成电路芯片内部通常是没有的。
MOS管的三个管脚之间有寄生电容存在，这不是我们需要的，而是由于制造工艺限制产生的。寄生电容的存在使得在设计或选择驱动电路的时候要麻烦一些，但没有办法避免。 MOS管导通特性 导通的意思是作为开关，相当于开关闭合。 NMOS的特性，Vgs大于一定的值就会导通，适合用于源极接地时的情况(低端驱动)，只要栅极电压达到一定电压（如4V或10V, 其他电压，看手册）就可以了。 PMOS的特性，Vgs小于一定的值就会导通，适合用于源极接VCC时的情况(高端驱动)。但是，虽然PMOS可以很方便地用作高端驱动，但由于导通电阻大，价格贵，替换种类少等原因，在高端驱动中，通常还是使用NMOS。 MOS开关管损失 不管是NMOS还是PMOS，导通后都有导通电阻存在，因而在DS间流过电流的同时，两端还会有电压，这样电流就会在这个电阻上消耗能量，这部分消耗的能量叫做导通损耗。选择导通电阻小的MOS管会减小导通损耗。现在的小功率MOS管导通电阻一般在几毫欧，几十毫欧左右 MOS在导通和截止的时候，一定不是在瞬间完成的。MOS两端的电压有一个下降的过程，流过的电流有一个上升的过程，在这段时间内，MOS管的损失是电压和电流的乘积，叫做开关损失。通常开关损失比导通损失大得多，而且开关频率越快，导通瞬间电压和电流的乘积很大，造成的损失也就很大。降低开关时间，可以减小每次导通时的损失；降低开关频率，可以减小单位时间内的开关次数。这两种办法都可以减小开关损失。 MOS管驱动 MOS管导通不需要电流，只要GS电压高于一定的值，就可以了。但是，我们还需要速度。在MOS管的结构中可以看到，在GS，GD之间存在寄生电容，而MOS管的驱动，实际上就是对电容的充放电。对电容的充电需要一个电流，因为对电容充电瞬间可以把电容看成短路，所以瞬间电流会比较大。选择/设计MOS管驱动时第一要注意的是可提供瞬间短路电流的大小。 普遍用于高端驱动的NMOS，导通时需要是栅极电压大于源极电压。而高端驱动的MOS 管导通时源极电压与漏极电压(VCC)相同，所以这时栅极电压要比VCC大(4V或10V其他电压，看手册)。如果在同一个系统里，要得到比VCC大的电压，就要专门的升压电路了。很多马达驱动器都集成了电荷泵，要注意的是应该选择合适的外接电容，以得到足够的短路电流去驱动MOS管。 Mosfet参数含义说明 Features: Vds： DS击穿电压.当Vgs=0V时，MOS的DS所能承受的最大电压 Rds(on)：DS的导通电阻.当Vgs=10V时，MOS的DS之间的电阻 Id：最大DS电流.会随温度的升高而降低 Vgs: 最大GS电压.一般为：-20V~+20V Idm: 最大脉冲DS电流.会随温度的升高而降低，体现一个抗冲击能力，跟脉冲时间也