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高PF反激临界模式开关电源的环路设计

高PF反激临界模式开关电源的环路设计
高PF反激临界模式开关电源的环路设计

控制环路设计

开关电源控制环设计 资料来源:Switching power supply control loop design(ASTEC-Application Note 5) 译者:smartway 1. 绪论 在开关模式的功率转换器中,功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而,功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似,控制环的设计往往陷入复杂的方程式中,使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析,首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图 系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中,增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和,他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点 数学上,在传输方程式中,当分母为零时会产生一个极点。在图形上,当增益以20dB 每十倍频的斜率开始递减时,在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 2.3 零点 零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中,零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点,并伴随有90度的相位超前。图2描述一个由高通滤波器电路引起的零点。

存在第二种零点,即右半平面零点,它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增,右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和BUCK-BOOST转换器中,所以,在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕,以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。 3.0 开关电源的理想增益相位图 设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常,这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应,最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性:足够的相位裕量,宽的带宽,和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。

2019年反激式开关电源设计大全

2019年反激式开关电源设计大全

前言 对一般变压器而言,原边绕组的电流由两部分组成,一部分是负载电流分量,它 的大小与副边负载有关;当副边电流加大时,原边负载电流分量也增加,以抵消 副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量,主要产生主磁通,在空载运行和负 载运行时,该励磁分量均不变化。 励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样,若抽水泵中无水,它就无法产生真空效应,大气压就无法将水压上来,水泵就无法正常工作;只有给水泵中加适量的水,让水泵排空,才可正常抽水。在整个抽水过程中,水 泵中保持的水量又是不变的。这就是,励磁电流在变压器中必须存在,并且在整 个工作过程中保持恒定。 正激式变压器和上述基本一样,初级绕组的电流也由励磁电流和负载电 流两部分组成;在初级绕组有电流的同时,次级绕组也有电流,初级负载电流分 量去平衡次级电流,激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝 数相互抵消,它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动,而励磁电流占初级总电流很 小一部分,一般不大于总电流10%,因此不会造成磁芯饱和。 反激式变换器和以上所述大不相同,反激式变换器工作过程分两步:第一:开关管导通,母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来; 第二:开关管关断,存储的磁能通过次级绕组给电容充电,同时给负载供电。

可见,反激式变换器开关管导通时,次级绕组均没构成回路,整个变压 器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样,此时仅有初级电流,转换器没 有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动,实现电能向 磁能的转换;这种情况极易使磁芯饱和。 磁芯饱和时,很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时,磁 感应强度基本不变,dB/dt近似为零,根据电磁感应定律,将不会产生自感电动 势去抵消母线电压,初级绕组线圈的电阻很小,这样母线电压将几乎全部加在开 关管上,开关管会瞬时损坏。 由上边分析可知,反激式开关电源的设计,在保证输出功率的前提下, 首要解决的是磁芯饱和问题。 如何解决磁芯饱和问题?磁场能量存于何处?将在下一篇文章:反激式开关电源 变压器设计的思考二中讨论。 反激式开关电源设计的思考二---气隙的作用 “反激式开关电源设计的思考一”文中,分析了反激式变换器的特殊性防止磁 芯和的重要性,那么如何防止磁芯的饱和呢?大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下,ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢? 由全电流定律可知:

反激式开关电源设计的思考(一到五)

反激式开关电源设计的思考一 对一般变压器而言,原边绕组的电流由两部分组成,一部分是负载电流分量,它的大小与副边负载有关;当副边电流加大时,原边负载电流分量也增加,以抵消副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量,主要产生主磁通,在空载运行和负载运行时,该励磁分量均不变化。 励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样,若抽水泵中无水,它就无法产生真空效应,大气压就无法将水压上来,水泵就无法正常工作;只有给水泵中加适量的水,让水泵排空,才可正常抽水。在整个抽水过程中,水泵中保持的水量又是不变的。这就是,励磁电流在变压器中必须存在,并且在整个工作过程中保持恒定。 正激式变压器和上述基本一样,初级绕组的电流也由励磁电流和负载电流两部分组成;在初级绕组有电流的同时,次级绕组也有电流,初级负载电流分量去平衡次级电流,激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝数相互抵消,它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动,而励磁电流占初级总电流很小一部分,一般不大于总电流10%,因此不会造成磁芯饱和。 反激式变换器和以上所述大不相同,反激式变换器工作过程分两步: 第一:开关管导通,母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来; 第二:开关管关断,存储的磁能通过次级绕组给电容充电,同时给负载供电。 可见,反激式变换器开关管导通时,次级绕组均没构成回路,整个变压器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样,此时仅有初级电流,转换器没有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动,实现电能向磁能的转换;这种情况极易使磁芯饱和。 磁芯饱和时,很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时,磁感应强度基本不变,dB/dt近似为零,根据电磁感应定律,将不会产生自感电动势去抵消母线电压,初级绕组线圈的电阻很小,这样母线电压将几乎全部加在开关管上,开关管会瞬时损坏。 由上边分析可知,反激式开关电源的设计,在保证输出功率的前提下,首要解决的是磁芯饱和问题。 如何解决磁芯饱和问题?磁场能量存于何处?将在下一篇文章:反激式开关电源变压器设计的思考二中讨论。 关键词:开关电源反激式磁芯饱和 反激式开关电源设计的思考二 “反激式开关电源设计的思考一”文中,分析了反激式变换器的特殊性防止磁芯和的重要性,那么如何防止磁芯的饱和呢?大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下,ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢?由全电流定律可知:

超详细的反激式开关电源电路图讲解

反激式开关电源电路图讲解 一,先分类 开关电源的拓扑结构按照功率大小的分类如下: 10W以内常用RCC(自激振荡)拓扑方式 10W-100W以内常用反激式拓扑(75W以上电源有PF值要求) 100W-300W 正激、双管反激、准谐振 300W-500W 准谐振、双管正激、半桥等 500W-2000W 双管正激、半桥、全桥 2000W以上全桥 二,重点 在开关电源市场中,400W以下的电源大约占了市场的70-80%,而其中反激式电源又占大部分,几乎常见的消费类产品全是反激式电源。 优点:成本低,外围元件少,低耗能,适用于宽电压范围输入,可多组输出. 缺点:输出纹波比较大。(输出加低内阻滤波电容或加LC噪声滤波器可以改善) 今天以最常用的反激开关电源的设计流程及元器件的选择方法为例。给大家讲解如何读懂反激开关电源电路图! 三,画框图 一般来说,总的来分按变压器初测部分和次侧部分来说明。开关电源的电路包括以下几个主要组成部分,如图1

图1,反激开关电源框图 四,原理图 图2是反激式开关电源的原理图,就是在图1框图的基础上,对各个部分进行详细的设计,当然,这些设计都是按照一定步骤进行的。下面会根据这个原理图进行各个部分的设计说明。 图2 典型反激开关电源原理图

五,保险管 图3 保险管 先认识一下电源的安规元件—保险管如图3。 作用:安全防护。在电源出现异常时,为了保护核心器件不受到损坏。 技术参数:额定电压 ,额定电流 ,熔断时间。 分类:快断、慢断、常规 计算公式:其中:Po:输出功率 η效率:(设计的评估值) Vinmin :最小的输入电压 2:为经验值,在实际应用中,保险管的取值范围是理论值的1.5~3倍。 0.98: PF值 六,NTC和MOV NTC 热敏电阻的位置如图4。 图4 NTC热敏电阻 图4中的RT为NTC,电阻值随温度升高而降低,抑制开机时产生的浪涌电压形成的浪涌电流。

(整理)反激式开关电源变压器设计原理.

反激式开关电源变压器设计原理 (Flyback Transformer Design Theory) 第一节. 概述. 反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图. 一、反激式转换器的优点有: 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2. 转换效率高,损失小. 3. 变压器匝数比值较小. 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求. 二、反激式转换器的缺点有: 1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下. 2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大. 3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 第二节. 工作原理 在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下: 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2. 由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T 由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax<0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN. 开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip 亦可用下列方法表示: Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T

环路相位-开关电源稳定性设计

环路相位-开关电源稳定性设计 专业技术 环路相位-开关电源稳定性设计 摘要:环路,相位,增益,负载,开关电源,稳定性,电压,相移,电源,频率, 信号接收机-基于单芯片的GPS接收机硬件设计白光调光-白光和彩色光智能照明系统解决方案设备方案-台达UPS在中小企业中的创新应用方案触摸屏电容-电容式触摸屏系统解决方案测量肺活量-利用高性能模拟器件简化便携式医疗设备设计测量温度-热敏电阻(NTC)的基本参数及其应用动能产品-动能电子企业文化活动丰富员工生活电路板镀锡-无锡华文默克发布PCB/SMT工艺方案引擎电压-采用接近传感器的火花探测器太阳能控制器-太阳能LED街灯的挑战及安森美半导体高能效解决方案众所周知,任何闭环系统在增益为单位增益l,且内部随频率变化的相移为360°时,该闭环控制系统都会存在不稳定的可能性。因此几乎所有的开关电源都有一个闭环反馈控制系统,从而能获得较好的性能。在负反馈系统中,控制放大器的连接方式 有意地引入了180°相移,如果反馈 众所周知,任何闭环系统在增益为单位增益l,且内部随频率变化的相移为360°时,该闭环控制系统都会存在不稳定的可能性。因此几乎所有的开关电源都有一个闭环反馈控制系统,从而能获得较好的性能。在负反馈系统中,控制放大器的连接方式有意地引入了180°相移,如果反馈的相位保持在180°以内,那么控制环路将总是稳定的。当然,在现实中这种情况是不会存在的,由于各种各样的开关延时和电抗引入了额外的相移,如果不采用适合的环路补偿,这类相移同样会导致开关电源的不稳定。 1 稳定性指标衡量开关电源稳定性的指标是相位裕度和增益裕度。相位裕度是指:增益降到0dB 时所对应的相位。增益裕度是指:相位为-180度时所对应的增益大小(实际是衰减)。在实际设计开关电源时,只在设计反激变换器时才考虑增益裕度,设计其它变换器时,一般不使用增益裕度。在开关电源设计中,相位裕度有两个相互独立作用:一是可以阻尼变换器在负载阶跃变化时出现的动态过程;另一个作用是当元器件参数发生变化时,仍然可以保证系统稳定。相位裕度只能用来保证“小信号稳定”。在负载阶跃变化时,电源不可避免要进入“大信号稳定”范围。工程中我们认为在室温和标准输入、正常负载条件下,环路的相位裕度要求大于45°。在各种参数变化和误差情况下,这个相位裕度足以确保系统稳定。如果负载变化或者输入电压范围变化非常大,考虑在所有负载和输入电压下环路和相

反激式开关电源设计

基于U C3845的反激式开关电源设计 时间:2011-10-2821:40:13来源:作者: 引言 反激式开关电源以其结构简单、元器件少等优点在自动控制及智能仪表的电源中得到广泛的应用。开关电源的调节部分通常采用脉宽调制(PWM)技术,即在主变换器周期不变的情况下,根据输入电压或负载的变化来调节功率MOSFET管导通的占空比,从而使输出电压稳定。脉宽调制的方法很多,本文中所介绍的是一种高性能的固定频率电流型脉宽集成控制芯片UC3845。该芯片是专为离线的直流至直流变换器应用而设计的。其主要特点是具有内部振荡器、高精度误差比较器、逐周电流取样比较、启动电流小、大电流图腾柱输出等,是驱动MOSFET的理想器件。 1UC3845简介 UC3845芯片为SO8或SO14管脚塑料表贴元件。专为低压应用设计。其欠压锁定门限为8.5v(通),7.6V(断);电流模式工作达500千赫输出开关频率;在反激式应用中最大占空比为0.5;输出静区时间从50%~70%可调;自动前馈补偿;锁存脉宽调制,用于逐周期限流;内部微调的参考源;带欠压锁定;大电流图腾柱输出;输入欠压锁定,带滞后;启动及工作电流低。 芯片管脚图及管脚功能如图1所示。 图1UC3845芯片管脚图 1脚:输出/补偿,内部误差放大器的输出端。通常此脚与脚2之间接有反馈网络,以确定误差放大器的增益和频响。 2脚:电压反馈输入端。此脚与内部误差放大器同向输入端的基准电压(2.5V)进行比较,调整脉宽。 3脚:电流取样输入端。 4脚:RT/CT振荡器的外接电容C和电阻R的公共端。通过一个电阻接Vref通过一个电阻接地。 5脚:接地。 6脚:图腾柱式PWM输出,驱动能力为土1A. 7脚:正电源脚。 8脚:Vref,5V基准电压,输出电流可达50mA. 2设计方法 如图2为基于UC3845反激式开关电源的电路图,虚线框内为UC3845内部简化方框图。 1)启动电压和电容的选择 交流电源115VAC经整流、滤波后为一个纹波非常小的直流高压Udc,该电压根据交流电源范围往往可得到一个最大Udcmax,一和最小电压Udcmin。 当直流输入电压大于144V以上时,UC3845应启动开始工作,启动电阻应由线路直流电压和启动所需电流来确定。 根据UC3845的参数分析可知,当启动电压低于8.5V时,UC3845的整个电路仅消耗lmA的电流,即UC3845的典型启动电压为8.5V,电流为1mA.加上外围电路损耗约0.5mA,即整个电路损耗约1.5mA.在输入直流电压为最小电压Ddcmmn时,启动电阻Rin的计算如下: 图2基于UC3845反激式开关电源的电路图 启动过程完成后,UC3845的消耗电流会随着MOSFET管的开通增至100mA左右。该电流由启动电容在启动时储存的电荷量来提供。此时,启动电容上的电压会发生跌落到7.6V以上,要使UC3845fj~

开关电源(Buck电路)的小信号模型及环路设计

开关电源(Buck电路)的小信号模型及环路设计 万山明,吴芳 (华中科技大学电气与电子工程学院,湖北武汉430074) 摘要:建立了Buck电路在连续电流模式下的小信号数学模型,并根据稳定性原则分析了电压模式和电流模式控制下的环路设计问题。 关键词:开关电源;小信号模型;电压模式控制;电流模式控制 0 引言 设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源时,控制环路的设计是很重要的一个部分。而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。为了进行稳定性分析,有必要建立开关电源完整的小信号数学模型。在频域模型下,波特图提供了一种简单方便的工程分析方法,可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象,因此,用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型,而用该模型来解释大范围的扰动(例如启动过程和负载剧烈变化过程)并不完全准确。好在开关电源一般工作在稳态,实践表明,依据小信号扰动模型设计出的控制电路,配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后,完全能使开关电源的性能满足要求。开关电源一般采用Buck电路,工作在定频PWM控制方式,本文以此为基础进行分析。采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。 1 Buck电路电感电流连续时的小信号模型 图1为典型的Buck电路,为了简化分析,假定功率开关管S和D1为理想开关,滤波电感L为理想电感(电阻为0),电路工作在连续电流模式(CCM)下。R e为滤波电容C的等效串联电阻,R o为负载电阻。各状态变量的正方向定义如图1中所示。 图1 典型Buck电路

S 导通时,对电感列状态方程有 O U Uin dt dil L -= ⑴ S 断开,D 1续流导通时,状态方程变为 O U dt dil L -= (2) 占空比为D 时,一个开关周期过程中,式(1)及式(2)分别持续了DT s 和(1-D )T s 的时间(T s 为开关周期),因此,一个周期内电感的平均状态方程为 ())()(O in O O in U DU U D U U D dt dil L -=--+-=1 稳态时,dt dil =0,则DU in =U o 。这说明稳态时输出电压是一个常数,其大小与占空比D 和输入电压U in 成 正比。 由于电路各状态变量总是围绕稳态值波动,因此,由式(3)得 L =(D +d )(U in +)-(U o +) (4) 式(4)由式(3)的稳态值加小信号波动值形成。上标为波浪符的量为波动量,d 为D 的波动量。式(4)减式(3)并略去了两个波动量的乘积项得 L =D +dU in - (5) 由图1,又有 i L =C + (6) U o =U c +R e C (7)

反激式开关电源设计资料.doc

反激式开关电源设计资料 前言 反激式开关电源的控制芯片种类非常丰富,芯片厂商都有自己的专用芯片,例如UC3842、UC3845、OB2262、OB2269、TOPSWITCH 等等。虽然控制芯片略有不同,但是反激式开关电源的拓扑结构和电路原理基本上是一样的,本资料以UC3842为控制芯片设计了一款反激式开关电源。 单端反激式开关稳压电源的基本工作原理如下: D1 T R L 图1 反激式开关电源原理图 当加到原边主功率开关管Q1的激励脉冲为高电平使Q1导通时,直流输入电压V IN加载原边绕组N P两端,此时因副边绕组相位是上负下正,使整流管D1反向偏置而截止;当驱动脉冲为低电平使Q1截止时,原边绕组N P两端电压极性反向,使副边绕组相位变为上正下负,则整流管被正向偏置而导通,此后存储在变压器中的磁能向负载传递释放。因单端反激式电源只是在原边开关管到同期间存储能

量,当它截止时才向负载释放能量,故高频变压器在开关工作过程中,既起变压隔离作用,又是电感储能元件。因此又称单端反激式变换器是一种“电感储能式变换器”。 学习了反激式开关电源的工作原理之后,我们可以自行设计一款电源进行调试。开关电源是一门实验科学,理论知识的学习是必不可少的,但是光掌握了理论知识是远远不够的,还要多做实验,测试不同环境不同参数下的电源工作情况,这样才能对电源有更深的认识。除此之外,掌握大量的实验数据可以对以后设计电源和电源的优化提供很大帮助,可以更快速更合理的设计出一款新电源或者排除一些电源故障。通过阅读下面的章节,可以使你对电源从原理理解到设计能力有一个快速的提升。

第一章 电源参数的计算 第一步,确定系统的参数。我们设计一个电源首先要确定电源工作在一个什么样的环境,比如说输入电压的范围、频率、网侧电压是否纯净,接下来是电源的输出能力包括输出电压、电流和纹波大小等等。先要确定这些相关因素,才能更好的设计出符合标准的电源。我们在第二章会详细介绍如何利用这些参数设计电源。 输入电压范围(V line min 和V line max ); 输入电压频率(f L ); 输出电压(V O ); 输出电流(I O ); 最大输出功率 (P 0)。 效率估计(E ff ):需要估计功率转换效率以计算最大输入功率。如果没有参考数据可供使用,则对于低电压输出应用和高电压输出应用,应分别将E ff 设定为0.8~0.85。 利用估计效率,可由式(1-1)求出最大输入功率。 O IN ff P P E = (1-1) 第二步:确定输入整流滤波电容(C DC )和DC 电压范围。 最大DC 电压纹波计算: max DC V ?= (1-2) 式(1-2)中,D ch 为规定的输入整流滤波电容的充电占空比。其 典型值为0.2。对于通用型输入(85~265Vrms ),一般将max V DC ?设定为

开关电源环路设计过程

1. 绪论 在开关模式的功率转换器中,功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而,功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似,控制环的设计往往陷入复杂的方程式中,使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析,首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图 系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中,增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和,他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点 数学上,在传输方程式中,当分母为零时会产生一个极点。在图形上,当增益以20dB每十倍频的斜率开始递减时,在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 2.3 零点 零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中,零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点,并伴随有90度的相位超前。图2 描述一个由高通滤波器电路引起的零点。 存在第二种零点,即右半平面零点,它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增,右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和

BUCK-BOOST转换器中,所以,在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕,以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。 3.0 开关电源的理想增益相位图 设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常,这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应,最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性:足够的相位裕量,宽的带宽,和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。 3.1 相位裕量 参看图4,相位裕量是在穿越频率处相位高于0度的数量。这不同于大多数控制系统教科书里提出的从-180度开始测量相位裕量。其中包括DC负反馈所提供的180度初始相移。在实际测量中,这180度相移在DC处被补偿并允许相位裕量从0度开始测量。 根据奈奎斯特稳定性判据,当系统的相位裕量大于0度时,此系统是稳定的。然而,有一个边界稳定区域存在,此处(指边界稳定区,译注),系统由于瞬态响应引起振荡到经过一个长的调节时间最终稳定下来。如果相位裕量小于45度,

开关电源环路设计(详细)

6.4 开关电源闭环设计 从反馈基本概念知道:放大器在深度负反馈时,如输入不变,电路参数变化、负载变化或干扰对输出影响减小。反馈越深,干扰引起的输出误差越小。但是,深反馈时,反馈环路在某一频率附加相位移如达到180°,同时输出信号等于输入信号,就会产生自激振荡。 开关电源不同于一般放大器,放大器加负反馈是为了有足够的通频带,足够的稳定增益,减少干扰和减少线性和非线性失真。而开关电源,如果要等效为放大器的话,输入信号是基准(参考)电压U ref ,一般说来,基准电压是不变的;反馈网络就是取样电路,一般是一个分压器,当输出电压和基准 一定时,取样电路分压比(k v )也是固定的(U o =k v U ref ) 。开关电源不同于放大器,内部(开关频率)和外部干扰(输入电源和负载变化)非常严重,闭环设计目的不仅要求对以上的内部和外部干扰有很强抑制能力,保证静态精度,而且要有良好的动态响应。 对于恒压输出开关电源,就其反馈拓扑而言,输入信号(基准)相当于放大器的输入电压,分压器是反馈网络,这就是一个电压串联负反馈。如果恒流输出,就是电流串联负反馈。 如果是恒压输出,对电压取样,闭环稳定输出电压。因此,首先选择稳定的参考电压,通常为5~6V 或2.5V ,要求极小的动态电阻和温度漂移。其次要求开环增益高,使得反馈为深度反馈,输出电压才不受电源电压和负载(干扰)影响和对开关频率纹波抑制。一般功率电路、滤波和PWM 发生电路增益低,只有采用运放(误差放大器)来获得高增益。再有,由于输出滤波器有两个极点,最大相移180°,如果直接加入运放组成反馈,很容易自激振荡,因此需要相位补偿。根据不同的电路条件,可以采用Venable 三种补偿放大器。补偿结果既满足稳态要求,又要获得良好的瞬态响应,同时能够抑制低频纹波和对高频分量衰减。 6.4.1 概述 图6.31为一个典型的正激变换器闭环调节的例子。可以看出是一个负反馈系统。PWM 控制芯片中包含了误差放大器和PWM 形成电路。控制芯片也提供许多其他的功能,但了解闭环稳定性问题,仅需 考虑误差放大器和PWM 。 对于输出电压U o 缓慢或直流变化,闭环当然是稳定的。例如输入电网或负载变化(干扰),引起U o 的变化,经R 1和R 2取样(反馈网络),送到误差放大器EA 的反相输入端,再与加在EA 同相输入端的参考电压(输入电压)U ref 比较。将引起EA 的输出直流电平U ea 变化,再送入到脉冲宽度调制器PWM 的输入端A 。在PWM 中,直流电平U ea 与输入B 端0~3V 三角波U t 比较,产生一个矩形脉冲输出,其宽度t on 等于三角波开始时间t0到PWM 输入B 三角波与直流电平相交时间t1。此脉冲宽度决定了芯片中输出晶体管导通时间,同时也决定了控制晶体管Q1的导通时间。U dc 的增加引起U y 的增加,因U o =U y t o n /T ,U o 也随之增加。U o 增加引起Us 增加,并因此U ea 的减少。从三角波开始到t1的t on 相应减少, U o 恢复到它的初始值。当然,反之亦然。 PWM 产生的信号可以从芯片的输出晶体管发射极或集电极输出,经电流放大提供Q1基极驱动。但不管从那一点-发射极还是集电极-输出,必须保证当U o 增加,要引起t on 减少,即负反馈。 应当注意,大多数PWM 芯片的输出晶 体管导通时间是t0到t1。对于这样的芯片,U s 送到EA 的反相输入端,PWM 信号如果驱动功率NPN 晶体管基极(N 沟道MOSFET 的栅极),则芯片输出晶体管应由发射极输出。 然而,在某些PWM 芯片(TL494)中,它们的导通时间是三角波U t 与直流电平(U ea )相交时间 图6.31 典型的正激变换器闭环控制

反激式开关电源的设计方法

1 设计步骤: 1.1 产品规格书制作 1.2 设计线路图、零件选用. 1.3 PCB Layout. 1.4 变压器、电感等计算. 1.5 设计验证. 2 设计流程介绍: 2.1 产品规格书制作 依据客户的要求,制作产品规格书。做为设计开发、品质检验、生产测试等的依据。 2.2 设计线路图、零件选用。 2.3 PCB Layout. 外形尺寸、接口定义,散热方式等。 2.4 变压器、电感等计算. 变压器是整个电源供应器的重要核心,所以变压器的计算及验证是很重要的, 2.4.1 决定变压器的材质及尺寸: 依据变压器计算公式 Gauss x NpxAe LpxIp B 100(max ) B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss) Lp = 一次侧电感值(uH) Ip = 一次侧峰值电流(A) Np = 一次侧(主线圈)圈数 Ae = 铁心截面积(cm 2) B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定,以TDK Ferrite Core PC40为例,100℃时的B(max)为3900 Gauss ,设计时应考 虑零件误差,所以一般取3000~3500 Gauss 之间,若所设计的 power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右,以避免铁心 因高温而饱合,一般而言铁心的尺寸越大,Ae 越高,所以可以 做较大瓦数的Power 。 2.4.2 决定一次侧滤波电容: 滤波电容的决定,可以决定电容器上的Vin(min),滤波电容越大,Vin(win)越高,可以做较大瓦数的Power ,但相对价格亦较高。 2.4.3 决定变压器线径及线数: 变压器的选择实际中一般根据经验,依据电源的体积、工作频率,

反激式开关电源原理与工程设计讲解

反激式开关电源原理与工程设计 一.反激式开关电源的原理分析 二.反激式开关电源实际电路的主要部件及其作用三.反激式开关电源电路各主要器件的参数选择四.反激式开关电源pcb排板原则 五.变压器的设计 六.反激式开关电源的稳定性问题

反激式开关电源原理与工程设计 一.反激式开关电源的原理分析 1.反激式开关电源电路拓扑 2.为什么是反激式 a.变压器的同名端相反 b.利用了二极管的单向导电特性 3.电感电流的变化为何不是突变 电压加在有电感的闭合回路上,流过电感上电流不是突变

的,而是线性增加。 愣次定律: a.当电感线圈流过变化的电流时会产生感生电动势,其大 小于与线圈中电流的变化率成正比; b.感生电动势总是阻碍原电流的变化 4.变压器的主要作用与能量的传递 理想变压器与反激式变压器的区别 反激式变压器的作用 a.电感(储能)作用 遵守的是安匝比守恒(而不是电压比守恒) 储存的能量为1/2×L×Ip2

b.限流的作用 c.变压作用 初次级虽然不是同时导通,它们之间也存在电压转换关系,也是初级按匝比变换到次级,次级按变比折射回初级。 d.变压器的气隙作用 扩展磁滞回线,能使变压器更不易饱和 磁饱和的原理 图 电感值跟导磁率成正比,

导磁率=B/H B是磁通密度 H是磁场强度 简单一点,H跟外加电流成正比就是了,增加电流,磁流密度会跟着增加, 当加电流至某一程度时,我们会发现,磁通密度会增加得很慢, 而且会趋近一渐近线.当趋近这一渐近线时,这时的磁通密度,我们就称為饱和磁通密度,电感值跟导磁率成正比,导磁率=B/H B是磁通密度,H是磁场强度(电流增加,H会增加.) H会增加,但B不会增加, 导磁率变化量会趋近零啦! 电感值跟导磁率变化量成正比, 导磁率变化量趋近零,那电感值会是多少? 零 5.开关管漏极电压的组成 a. 高压为基础部分 b. 折射回来的电压部分 c. 漏感产生的尖峰部分 波形

开关电源PCB设计实例

开关电源PCB设计实例 标签:开关电源PCB 印制电路板的制作 所有开关电源设计的最后一步就是印制电路板(PCB)的线路设计。如果这部分设计不当,PCB也会使电源工作不稳定,发射出过量的电磁干扰(EMI)。设计者的作用就是在理解电路工作过程的基础上,保证PCB设计合理。 开关电源中,有些信号包含丰富的高频分量,因而任何一条PCB引线都可能成为天线。引线的长和宽影响它的电阻和电感量,进而关系到它们的频率响应。即使是传送直流信号的引线,也会从邻近的引线上引入RF(射频)信号,使电路发生故障,或者把这干扰信号再次辐射出去。所有传送交流信号的引线要尽可能短且宽。这意味着任何与多条功率线相连的功率器件要尽可能紧挨在一起,以减短连线长度。引线的长度直接与它的电感量和电阻量成比例,它的宽度则与电感量和电阻量成反比。引线长度就决定了其响应信号的波长,引线越长,它能接收和传送的干扰信号频率就越低,它所接收到的RF(射频)能量也越大。 主要电流环路 每一个开关电源内部都有四个电流环路,每个环路要与其他环路分开。由于它们对PCB布局的重要性,下面把它们列出来: 1.功率开关管交流电流环路。 2.输出整流器交流电流环路。 3.输入电源电流环路。 4.输出负载电流环路。

图59a、b、c画出了三种主要开关电源拓扑的环路。 通常输入电源和负载电流环路并没有什么问题。这两个环路上主要是在直流电流上叠加了一些小的交流电流分量。它们一般有专门的滤波器来阻止交流噪声进入周围的电路。输入和输出电流环路连接的位置只能是相应的输入输出电容的接线端。输入环路通过近似直流的电流对输入电容充电,但它无法提供开关电源所需的脉冲电流。输入电容主要是起到高频能量存储器的作用。类似地,输出滤波电容存储来自输出整流器的高频能量,使输出负载环能以直流方式汲取能量。因此,输入和输出滤波电容接线端的放置很重要。如果输入或输出环与功率开关或整流环的连接没有直接接到电容的两端,交流能量就会从输入或输出滤波电容上流进流出,并通过输入和输出电流环“逃逸”到外面环境中。 功率开关和整流器的交流电流环路包含非常高的PWM开关电源典型的梯形电流波形。这些波形含有延展到远高于基本开关频率的谐波。这些交流电流的峰值有可能是连续输入或输出直流电流的2~5倍。典型的转换时间大约是50ns,因而这两个环路最有可能产生电磁干扰(EMI)。 在电源PCB制作中,这些交流电流环路的布线要在其他引线之前布好。每个环路由三个主要器件组成:滤波电容、功率开关管或整流器、电感或变压器。它们的放置要尽可能靠近。这些器件的方向也要确定好,以使它们之间的电流通路尽可能短。图60就

开关电源的设计方案步骤

【开篇】 针对开关电源很多人觉得难,主要是理论与实践相结合;万事开头难,我在这里只能算抛砖引玉,慢慢讲解如何设计,有任何技术问题可以随时打断,我将尽力来进行解答。设计一款开关电源并不难,难就难在做精;我也不是一个很精熟的工程师,只能算一个领路人。希望大家喜欢大家一起努力!! 【第一步】 开关电源设计的第一步就是看规格,具体的很多人都有接触过;也可以提出来供大家参考,我帮忙分析。 我只带大家设计一款宽范围输入的,12V2A 的常规隔离开关电源 1. 首先确定功率,根据具体要求来选择相应的拓扑结构;这样的一个开关电源多选择反激式(flyback) 基本上可以满足要求 备注一个,在这里我会更多的选择是经验公式来计算,有需要分析的,可以拿出来再讨论【第二步】 2.当我们确定用flyback 拓扑进行设计以后,我们需要选择相应的PWM IC 和MOS 来进行初步的电路原理图设计(sch) 无论是选择采用分立式的还是集成的都可以自己考虑。对里面的计算我还会进行分解 分立式:PWM IC 与MOS 是分开的,这种优点是功率可以自由搭配,缺点是设计和调试的周期会变长(仅从设计角度来说) 集成式:就是将PWM IC 与MOS 集成在一个封装里,省去设计者很多的计算和调试分步,适合于刚入门或快速开发的环境 集成式,多是指PWM controller 和power switch 集成在一起的芯片 不限定于是PSR 还是SSR 【第三步】 3. 确定所选择的芯片以后,开始做原理图(sch),在这里我选用ST VIPer53DIP(集成了MOS) 进行设计,原因为何(因为我们是销售这一颗芯片的)? 设计之前最好都先看一下相应的datasheet,自己确认一下简单的参数 无论是选用PI 的集成,或384x 或OB LD 等分立的都需要参考一下datasheet 一般datasheet 里都会附有简单的电路原理图,这些原理图是我们的设计依据 【第四步】 4. 当我们将原理图完成以后,需要确定相应的参数才能进入下一步PCB Layout 当然不同的公司不同的流程,我们需要遵守相应的流程,养成一个良好的设计习惯,这一步可能会有初步评估,原理图确认,等等,签核完毕后就可以进行计算 一般有芯片厂家提供相关资料 【第五步】 5. 确定开关频率,选择磁芯确定变压器 芯片的频率可以通过外部的RC 来设定,工作频率就等于开关频率,这个外设的功能有利于我们更好的设计开关电源,也可以采取外同步功能。 一般AC2DC 的变换器,工作频率不宜设超过100kHz,主要是开关电源的频率过高以后,不利于系统的稳定性,更不利于EMC 的通过性 频率太高,相应的di/dt dv/dt 都会增加,除PI 132kHz 的工作频率之外,大家可以多参

开关电源EMI设计-电源PCB设计要点

开关电源EMI设计-电源PCB设计要点 摘要:由于开关电源的开关特性,容易使得开关电源产生极大的电磁兼容方面的干扰,作为一个电磁兼容工程师,或则一个PCB layout 工程师必须了解电磁兼容问题的原因已经解决措施,特别是layout 工程师,需要了解如何避免脏点的扩大,本文主要介绍了电源PCB 设计的要点。 1,几个基本原理:任何导线都是有阻抗的;电流总是自动选择阻抗最小的路径;辐射强度和电流、频率、回路面积有关;共模干扰和大dv/dt 信号对地互容有关;降低EMI 和增强抗干扰能力的原理是相似的。 2,布局要按电源、模拟、高速数字及各功能块进行分区。 3,尽量减小大di/dt 回路面积,减小大dv/dt 信号线长度(或面积,宽度也不宜太宽,走线面积增大使分布电容增大,一般的做法是:走线的宽度尽量大,但要去掉多余的部分),并尽量走直线,降低其隐含包围区域,以减小辐射。 4,感性串扰主要由大di/dt 环路(环形天线),感应强度和互感成正比,所以减小和这些信号的互感(主要途径是减小环路面积、增大距离)比较关键;容性串扰主要由大dv/dt 信号产生,感应强度和互容成正比,所有减小和这些信号的互容(主要途径是减小耦合有效面积、增大距离,互容随距离的增大降低较快)比较关键。 5,尽量利用环路对消的原则来布线,进一步降低大di/dt 回路的面积,如图1 所示(类似双绞线利用环路对消原理提高抗干扰能力,增大传输距离):

图1 ,环路对消(boost 电路的续流环) 6,降低环路面积不仅降低了辐射,同时还降低了环路电感,使电路性能更佳。 7,降低环路面积要求我们精确设计各走线的回流路径。 8,当多个PCB 通过接插件进行连接时,也需要考虑使环路面积达到最小,尤其是大di/dt 信号、高频信号或敏感信号。最好一个信号线对应一条地线,两条线尽量靠近,必要时可以用双绞线进行连接(双绞线每一圈的长度对应于噪声半波长的整数倍)。如果大家打开电脑机箱,就可以看到主板到前面板USB 接口就是用双绞线进行连接,可见双绞线连接对于抗干扰和降低辐射的重要性。 9,对于数据排线,尽量在排线中多安排一些地线,并使这些地线均匀分布在排线中,这样可以有效降低环路面积。 10,有些板间连接线虽然是低频信号,但由于这些低频信号中含有大量的高频噪声(通过传导和辐射),如果没有处理好,也很容易将这些噪声辐射出去。 11,布线时首先考虑大电流走线和容易产生辐射的走线。 12,开关电源通常有4 个电流环:输入、输出、开关、续流,(如图2 )。其中输入、输出两个电流环几乎为直流,几乎不产生emi ,但容易受干扰;开关、续流两个电流环有较大的di/dt ,需要注意。如果输入、输出两个电容用多

总结:开关电源设计心得

总结:开关电源设计心得 首先从开关电源的设计及生产工艺开始描述吧,先说说印制板的设计。开关电源工作在高频率,高脉冲状态,属于模拟电路中的一个比较特殊种类。布板时须遵循高频电路布线原则。 1、布局:脉冲电压连线尽可能短,其中输入开关管到变压器连线,输出变压器到整流管连接线。脉冲电流环路尽可能小如输入滤波电容正到变压器到开关管返回电容负。输出部分变压器出端到整流管到输出电感到输出电容返回变压器电路中X电容要尽量接近开关电源输入端,输入线应避免与其他电路平行,应避开。 Y电容应放置在机壳接地端子或FG连接端。共摸电感应与变压器保持一定距离,以避免磁偶合。如不好处理可在共摸电感与变压器间加一屏蔽,以上几项对开关电源的EMC性能影响较大。 输出电容一般可采用两只一只靠近整流管另一只应靠近输出端子,可影响电源输出纹波指标,两只小容量电容并联效果应优于用一只大容量电容。发热器件要和电解电容保持一定距离,以延长整机寿命,电解电容是开关电源寿命的瓶劲,如变压器、功率管、大功率电阻要和电解保持距离,电解之间也须留出散热空间,条件允许可将其放置在进风口。 控制部分要注意:高阻抗弱信号电路连线要尽量短如取样反馈环路,在处理时要尽量避免其受干扰、电流取样信号电路,特别是电流控制型电路,处理不好易出现一些想不到的意外。 下面谈一谈印制板布线的一些原则 线间距:随着印制线路板制造工艺的不断完善和提高,一般加工厂制造出线间距等于甚至小于0.1mm已经不存在什么问题,完全能够满足大多数应用场合。考虑到开关电源所采用的元器件及生产工艺,一般双面板最小线间距设为0.3mm,单面板最小线间距设为0.5mm,焊盘与焊盘、焊盘与过孔或过孔与过孔,最小间距设为0.5mm,可避免在焊接操作过程中出现“桥接”现象。,这样大多数制板厂都能够很轻松满足生产要求,并可以把成品率控制得非常高,亦可实现合理的布线密度及有一个较经济的成本。 最小线间距只适合信号控制电路和电压低于63V的低压电路,当线间电压大于该值时一般可按照500V/1mm经验值取线间距。

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