反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤

反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤

齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：

0. 设计前需要确定的参数

A开关管Q的耐压值：Vmq

B 输入电压范围：Vinmin ～Vinmax

C 输出电压V o

D 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io）

E 电源效率：X

F 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C）

G 工作频率：f

H 最大输出电压纹波：V opp

1. 齐纳管DZ的稳压值Vz

Vz <= Vmq × 95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq 保留5%裕量，因此有V inmax + Vz < Vmq × 95% 。

2. 一次侧等效输出电压Vor

V or = Vz / 1.4（见注释A）

3. 匝比n（Np/Ns）

n = V or / (V o + Vd)，其中Vd是输出二极管D的正向压降，一般取0.5～1V 。

4. 最大占空比的理论值Dmax

Dmax = V or / (V or + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。

一般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。

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上面是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是n = Vin / Vo，Vin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的选择。

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5. 负载电流Io

Io = Po / V o，如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。

6. 一次侧有效负载电流Ior

Ior = Io / n ，由Ior × Np = Io × Ns得来。

7. 占空比D

D = Iin / (Iin + Ior)，其中Iin = Pin / V in，而Pin = Po / X。这里V in取Vinmin。（见注释B）

8. 二次电流斜坡中心值Il

Il = Io / (1 - D)

9. 一次电流斜坡中心值Ilr

Ilr = Il / n

10. 峰值开关电流Ip k

Ipk = (1 + 0.5 × r) × Ilr

11. 伏秒数Et

Et = V inmin × D / f ，（Et = V on × Ton = V inmin × D/f）

12. 一次电感Lp

Lp = Et / (Ilr × r)

13. 磁芯选择

（1）V e = 0.7 × (((2 + r)^2) / r) × (Pin / f)，V e单位cm^3；f单位KHz，根据此式确定磁芯有效体积V e，寻找符合此要求的磁芯。（见注释D）

（2）最适合反激变压器的磁芯是“E Cores”和“U Cores”，“ETD"、”ER"、“RM"这三种用于反激性能一般，而“Planar E”、“EFD"、”EP"、“P"、”Ring"型不适合反激变压器。

（3）材质选锰锌铁氧体，PC40比较常用且经济。

14. 一次匝数Np

Np = (1 + 2/r) × (V on × D)/(2 × Bpk × Ae × f)，其中V on = V inmin - Vq，Vq是开关管Q的导通压降；Bpk不能超过0.3T，一般反激变压器取0.3T；Ae是磁芯的有效截面积，从所选磁芯的参数中查的。（公式推导见注释E，说明见注释F）

15. 二次匝数Ns

Ns = Np / n，此值小数不可忽略时向上取整，如1.62T取2T，然后重新计算Np = Ns × n 。

16. 匝数调整后实际磁通密度变化范围验证

Bpk = Bpk0 × Np0 / Np，Bpk0、Np0是调整前的磁通密度峰值和一次匝数。（根据：Bpk与匝数成反比）

dB = (2r/(r + 2)) × Bpk

17. 气隙系数z

z = (1 / Lp) × (u × u0 × Ae / le) × Np^2，其中u是磁芯材料的相对磁导率，Ae、le分别是磁芯的有效截面积和有效长度，这些参数由磁芯手册提供，u0是真空磁导率，值为4 ×PI ×10^(-7) 。（见注释G）

18. 气隙长度lg

lg = le × (z - 1) / u，其中u是磁芯材料的相对磁导率。（见注释G）

19. 绕组导线的集肤深度h

h = 66.1 × (1 + 0.0042 × (T - 20)) / f^0.5，所得单位为mm，其中T是工作温度，可取80，即最高环境温度40摄氏度时可以有40度的温升。

20. 绕组导线的线径d

d = 2h，若选用铜皮，则铜皮厚度同样按此计算，即2h 。

21. 绕组导线的电流承载能力Im

Im = PI × (d/2)^2 × J，其中J是电流密度，反激变压器一般取典型值493 A/cm^2（400 cmil/A）。

22. 一次绕组导线的股数Mp

Mp = Ilr / Im

23. 二次绕组导线的股数Ms

Ms = Il / Im

24. 确定变压器组装结构

根据上面计算的变压器各项参数，合理安排绕组排列、绝缘安排等，绕组安排（从磁芯由近及远）可参考如下：

（1）一般排列是，一次，二次，反馈。

（2）二次，反馈，一次，这种排法有利于一次绕组对磁芯的绝缘安排。

（3）一半一次，二次/反馈，一半一次，这种排法有利于减少漏感。

25. 输出二极管的额定电流Idm

Idm = 2 × Io（见注释H）

26. 输出二极管的额定电压Vdm

Vdm = (1 + 20%) × (V o + Vinmax / n) （见注释I）

27. 开关管的额定电流Iqm

Iqm = 2 × Ilr × (D × (1 + r^2/12))^0.5 （见注释J）

28. 开关管的额定耐压Vqm

Vqm = (1 + 20%) × (V or + V inmax) （见注释K）

29. 输入电容值Cin

Cin = Kcp × Po / X，系数Kcp 取经验值3uF/W 。

30. 输入电容额定电流纹波Icind

Icind = Ilr × (D × (1 - D + r^2/12))^0.5 （见注释L）

31. 输入电容的耐压Vcin

Vcin = (1 + 30%) × V inmax ，30%为保留裕量。

32. 输出电容值Co

Co = Io × D / (f × V opp) ，（见注释M）

33. 输出电容额定电流纹波Icod

Icod = Io × ((D + r^2/12) / (1 - D))^0.5 （见注释N）

34. 输出电容的耐压Vco

Vco = (1 + 30%) × V o ，30%为保留裕量。

35. 反向二极管D1的耐压Vd1

Vd1 = (1 + 20%) × V inmax ，20%为保留的裕量。

36. 反向二极管的电流Id1

Id1 = 0.2 × Ilr （见注释O）

37. 漏感Llk

Llk = Lp × 0.05，根据经验取一次电感的5%，一般反激变压器为2%～20%。

38. 齐纳管功率Pz

Pz = Llk × Ipk^2 × (Vz / (Vz - V or)) × f，此处为2倍计算的功率值以留足够裕量。（见注释A）

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齐纳管损耗可能会比较大，以致无法找到合适器件，所以需要对尖峰吸收电路进行更改，实际应用中一般较多采用RCD电路对漏感尖峰进行吸收，下面的计算针对此RCD电路。-----------------------------------------------------------------------------

RCD吸收漏感能量的反激变换器：

39. RCD电路电容最大电压Vcmax（见注释P）

Vcmax = V or / D

40. RCD电路电容值Crcd（见注释P）

Crcd = Ipk^2 × Llk / (Vcmax^2 × (1 - e^(2 × ln(D) / (1 - D)))

41. RCD电路电阻值Rrcd（见注释P）

Rrcd = (D - 1) / (C × f × ln(D))

42. RCD电路电阻功率Pr（见注释P）

Pr = Llk × Ipk^2 × f，此值为2倍的电阻实际消耗功率，以留出足够裕量。

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如果漏感损耗较大，或考虑进一步提高效率，齐纳管钳位和RCD吸收都无法满足要求，可以考虑LCD无损吸收网络，它可以把漏感能量重新返回输入电容，下面的计算针对此部分。--------------------------------------------------------------------------------------------

LCD无损吸收的反激变换器：

43. 缓冲电容低压Vcr0（见注释Q）

Vcr0 = V or （根据情况可选择略高于此值）

44. 缓冲电容高压Vcr1（见注释Q）

Vcr1 = k × Vcr0，k是系数，可根据情况选1.5～3，也可以更高，但需注意Q的耐压。

45. 缓冲电容值Cr（见注释Q）

Cr = Llk × Ipk^2 / (Vcr1^2 - Vcr0^2)

46. 储能电感值Lr（见注释Q）

Lr = Lr = D^2 / (Cr × f^2 × (arccos(Vcr0 / Vcr1))^2)

47. 储能电感额定电流Ilrm（见注释Q）

Ilrm = 1.5 × (Cr / Lr)^0.5 × Vcr1 × sin(D / (f × (Lr × Cr)^0.5))，此值为最大电流值的1.5倍，考虑了留出裕量。

至此电路中所有元件的主要参数计算完毕。

注释

A齐纳管钳位损耗Pz = 0.5 × Llk × Ipk^2 × (Vz / (Vz - V or)) × f，其中Llk是所有漏感-- 不只是一次漏感Llkp，Ipk是一次电流的峰值。通过此式可看出若Vz接近V or，则损耗巨大；若以Vz/V or为变量画出钳位损耗的曲线，则所有情况下，Vz/V or = 1.4 均为曲线上的明显下降点。

B 1. 变压器中电流情况有Iin / D = Ior / (1 - D)，由此得D = Iin / (Iin + Ior)；2. 所有设计均在Vinmin下进行。

C设计离线变压器时，考虑降低损耗、减小体积等原因，通常将r设定为0.5左右。

D反激电源变压器一般绕线不成问题，即不大设计窗口面积使用问题，所以不必用AP法。

E V on = Np × Ae × (dB/dt) -> V on × dt = Np × Ae × dB -> Np = （V on × dt) / (dB × Ae) = (V on ×D/f) / (dB × Ae) = (V on × D) / (dB × Ae × f) = (V on × D) / ((2r/(r + 2)) × Bpk × Ae × f) = (1 + 2/r) × (V on × D)/(2 × Bpk × Ae × f)

F Np计算完后应验证此值是否适合磁芯的窗口面积，及骨架、隔离带、安全胶带、二次绕组和套管等，通常在反激变压器中这些都不会有问题；如果需要减少Np，可以考虑增大r，减小D，或增大磁芯面积，但磁导率和气隙不会解决问题。

G电感与磁导率的相关方程：L = (1/z) × (u × u0 × Ae / le) × N^2，其中气隙系数z = (le + u ×lg) / le 。对于铁氧体材料的气隙变压器，z 取值10 ～20是较好的折中选择。

H反激（buck-boost）中二极管平均电流等于负载电流Io，损耗是Pd = Io × Vd，而二极管正向压降Vd随其额定电流上升而下降，故折中考虑，选取其额定电流为2 × Io 。

I Buck-boost 中二极管最大承压是V inmax + V o，在反激中Vinmax折算到二次侧为Vinmax / n，同时给额定值留出20%的裕量，所以最终选择二极管的额定耐压定位Vdm = Vdm = (1 + 20%) × (V o + V inmax / n) 。

J对所有拓扑，开关管有效值电流在Dmax处最大，且Iqrms = Il_dmax ×(Dmax ×(1 + r_dmax^2/12))^0.5，开关管的损耗Pq = Iqrms^2 × Rds，其中Rds是开关管的正向压降，此压降随开关管的额定电流增大而减小，所以折中选择开关管的额定电流为 2 × Iqrms 。

K Buck-boost 中开关管最大承压是V inmax + V o，在反激变换器中V o折算到一次侧为V or，同时给额定值预留20%的裕量，所以最终选择开关管的耐压为Vqm = (1 + 20%) × (V or + Vinmax)

L Buck-boost 中输入电容最恶劣电流有效值发生在Dmax，其值为Irms_cin = Il_dmax ×(Dmax × (1 - Dmax + r_dmax^2/12))^0.5 ，一般选择电容时其额定纹波电流应等于或大于此值。

M根据如下：Co 实际上需要维持t_on时的电荷流失，此电荷量为dQ = Io × t_on，而此时电容电压的变化是dUco = dQ / Co = V opp，由此得Co = lo × t_on / V opp 。

N Buck-boost 中输出电容最恶劣有效值发生在Dmax，其值为Irms_co = Io ×((Dmax + r_dmax^2/12) / (1 - Dmax))^0.5 ，一般选择电容是器额定纹波电流应等于或大于此值。

O考虑漏感电流不超过一次绕组电流的20%，仅为估计，无计算根据。

P RCD电路的分析和计算如下：

（1）工作过程：开关管截止后，漏感电流通过D对C迅速充电，然后C通过R放电，消耗漏感能量于R上。

（2）充电过程时间很短，相对整个周期可以忽略。

（3）C不能太大，否则吸收能量过多，影响变压器能量传递，同时R成为变换器的死负载。（4）R不能太小，否则放电太快，C电压降到反射电压（V or）时R开始消耗二次传过来的能量，所以R要使C的放电电压在开关导通时不小于反射电压。

根据以上分析，计算推导如下：

Vcmax > V or，把Vc线性化，可得Vcmax / V or = T / t_ON，T为开关周期，t_ON为开关导通时间，由此得

Vcmax = V or / D （式1）

当开关导通时C上电压刚好等于反射电压有：Vcmax × e^(-(1 - D) × T / (R × C)) = V or，由T = 1 / f 整理得

R × C = (D - 1) / (f × ln(D)) （式2）

Vc的最小值Vcmin = Vcmax × e^(-T / (R × C)) （式3）

此时漏感能量全部被RC电路吸收，有如下方程：

0.5 × Llk × Ipk^2 = 0.5 × C × (Vcmax^2 - Vcmin^2) （式4）

整理式3和式4可以得到

C = Ipk^2 × Llk / (Vcmax^2 × (1 - e^(2 × ln(D) / (1 - D)))

由上式和式2可以得

R = (D - 1) / (C × f × ln(D))

电阻R消耗的功率是Pr = 0.5 × Llk × Ipk^2 × f

Q LCD无损吸收网络的分析和计算：

（1）开关管截止时，一方面变压器漏感和一次绕组通过D1对Cr充电，把漏感能量储存于Cr；另一方面，Lr的电流储能通过D1、D2反馈给电源输入电容C_IN 。

（2）开关管导通时，Cr通过D2、Lr进行放电，把能量传递给Lr，能量由电容电压转换为电感的电流能量。

（3）稳态下，设Cr开始充电（Q截止）时电压是Vcr0，充电结束时电压是Vcr1，则为了不吸收便压器正常工作的能量传递有Vcr0 >= V or；考虑能量的传递过程则有0.5 ×Llk ×Ipk^2 = 0.5 × Cr × (Vcr1^2 - Vcr0^2)，令k = Vcr1 / Vcr0，同时设Vcr0 = V or，整理得Cr = Llk × Ipk^2 / (V or × (k^2 - 1)) 。

（4）稳态下，Cr的放电过程（Q导通）也就是Cr、Lr的谐振过程，所以Cr的电压方程是uc = Vcr1 × cos(wt)，Lr的电流方程是il = (Cr / Lr)^0.5 × Vcr1 × sin(wt)，其中角频率w = 1 / (Lr × Cr)^0.5 。此处我们需要在导通时间结束时Cr上的电压降至Vcr0，由此得Vcr1 × cos(w × (D / f)) = Vcr0，且w × (D / f) < PI / 2，PI是圆周率。整理方程得Lr = D^2 / (Cr × f^2 ×(arccos(Vcr0 / Vcr1))^2) 。

（5）Q截止状态下Cr充电的时间和Q导通状态下Lr的续流放电时间很短，因此在分析过程中忽略。

(完整版)50W反激变换器的设计

50W反激变换器的设计(CCM) 电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac 输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n 设定最大占空比: D=0.45 工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS 最大磁通密度: B=0.2 则主功率管开通时间为： Ton=T*D=10uS*0.45=4.5uS 选择变压器的磁芯型号为EER2834 磁芯的截面积：Ae=85.5mm 最低输入电压: Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有： Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Toff ( 设定整流管压降为1V ） 变压器的匝比n: n = 13.67 设定电源工作在连续模式Ip2 = 0.4 * Ip1 0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η ( 设定电源的效率η为0.8 ） Ip1 = 1.98 A Ip2 = 0.79 A 变压器的感量 L = ( Vin * Ton ) / ( Ip1 – Ip2 ) = 379 uH 变压器的初级匝数 Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 27 T 变压器的次级匝数Ns = Np / n = 2 T 变压器的实际初次级匝数可以取 Np = 27 T Ns = 2 T 重新核算变压器的设计 最大占空比：Vin * D = n * ( V o + Vf ) * ( 1 – D ) D = 0.447 最大磁通密度：Bmax = ( Vin * Ton ) / ( Np * Ae ) Bmax = 0.195 T 初级电流Ip1 和Ip2： 0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η Ip2 + ( Vin * Ton ) / L = Ip1 Ip1 = 1.99 A Ip2 = 0.8 A Ip_rms = 0.93A 次级电流Is1和Is2 Is1 =Ip1*n=26.87A Is2=Ip2*n =10.8A Is_rms = 12.56A 次级电压折射到初级的电压 V or = n * ( V o + Vf ) = 81V 初级功率管Mosfet 的选择 Vmin = (√2 * 264 + V or +50 ) / 0.8 = 630 V Ip_rms = Ip_rms / 0.8 = 1.16 A ( 设定应力降额系数为0.8 ） 可以选择Infineon 的IPP60R450E6 次级整流管Diode 的选择 Vmin = (√2 * 264 / n + 5 +15 ) / 0.8 = 60 V Is_rms = Is_rms / 0.8 = 15.7 A ( 设定应力降额系数为0.8,噪音为15V ） 可以选择IR 的30CTQ060PBF 输出电容的选择 设定输出电压的纹波为50mv 输出电流的交流电流： Isac_rms = 0.5 * ( Is1 + Is2 ) * √D * ( 1- D ) Isac_rms = 9.36A Resr = Vripple / Isac_rms = 5.34 mohm 选择Nichicon 电容HD 系列6.3V/3900uF 四个并联使用50W反激变换器的设计(DCM) 电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac 输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n 设定最大占空比: D=0.3 工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS 最大磁通密度: B=0.2 则功率管开通时间：Ton=T*D=10uS*0.3=3uS 假设关断时间：Toff=7uS，Tr=4uS 选择变压器的磁芯型号为EER2834 磁芯的截面积：Ae=85.5mm 最低输入电压: Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有： Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Tr ( 设定整流管压降为1V ） 变压器的匝比n: n = 12.53 设定电源工3作在续模式Io = Tr/T * Ip2 Ip2=Io*T/Tr=25A Ip1 = Ip2/n=1.99 A 变压器的感量 L = ( Vin * Ton ) / Ip1 = 151 uH 变压器的初级匝数 Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 18 T 变压器的次级匝数 Ns = Np / n = 1.4 T=2T 变压器的实际初次级匝数可以取 Ns = 2 T Np=Ns * n=25.1T=26T 开关电源一次滤波大电解电容 开关电源决定一次侧滤波电容，主要影响电源的性能参数为输出低频交流纹波与保持时间. 滤波电容越大，电容器上的Vin(min)越高，可以输出较大功率的电源，但相对价格也提高了。 输入电解电容计算方法(举例说明)： 1.因输出电压12V 输出电流2A, 故输出功率：Pout=V o*Io=1 2.0V*2A=24W。 2.设定变压器的转换效率约为80%，则输出功率为24W的 电源其输入功率：Pin=Pout/效率=W W 30 % 80 24 =. 3.因输入最小交流电压为90V AC，则其直流输出电压为：Vin=90*1.2=108Vdc 故负载直流电流为：I= Vin Pin =A Vac W 28 .0 108 30 = 4.设计允许的直流纹波电压V ?/V o=20%，并且电容要维持电压的时间为1/4周期t（即半周期的工频率交流电压在约 是4ms，T= f 1 = 60 1 =0.0167S=16.7 ms）则： C=uF V t I 9. 51 6. 21 10 * 4 * 28 .0 *3 = = ? - 故实际选择电容量47uF. 5.因最大输入交流电压为264Vac，则最高直流电压为:V=264*2=373VDC. 实际选用通用型耐压400Vdc的电解电容,此电压等级,电容有95%的裕度. 6.电容器的承受的纹波电流值决定电容器的温升,进而决定电容器的寿命.(电容器的最大纹波电流值与其体积,材质有关.体积越大散热越好耐受纹波电流值越高)故在选用电容器要考虑实际纹波电流值＜电容器的最大纹波电流值. 7.开关源元器件温升一般较高,通常选用105℃电容器,在特殊情况无法克服温升时可选用125℃电容器. 故选用47uF,400v, 105℃电解电容器可以满足要求(在实际使用时还考虑安装机构尺寸,体种大小,散热环境好坏等)

CCM反激变压器设计

连续电流模式反激变压器的设计 Design of Flyback Transformer with Continuing Current Model 作者：深圳市核达中远通电源技术有限公司- 万必明 摘要:本文首先介绍了反激变换器(Flyback Converter)的工作原理,然后重点介绍一种连续电流模式反激变压器的设计方法以及多路输出各次级电流有效值的计算. 关键词:连续电流模式(不完全能量传递方式)、不连续电流模式(完全能量传递方式)、有效值、峰值. Keywords: Continuing Current Model、Discontinuing Current Model、virtual value 、peak value. 一.序言 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.

二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 1).反激式变换器的电路结构如图一. 2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b). 图一 图二(a)

反激变换器辅助电源的设计..

辅助电源部分 辅助电源设计采用UC3842A 芯片，具体设计过程如下。 1、功能指标参数 交流输入电压范围：90~265in V V = 电网电压频率：40~60r f Hz = 最大输出功率：30out P W = 输出电压：015V V =± 效率：η=85% 开关频率：60s f kHz = 2、电路原理图 图1 反激变换器电路原理图 3、主电路参数设计 3.1 变压器设计 （1）根据AP 值选择磁芯 面积乘积AP 为绕组窗口面积（Aw ）和磁芯横截面积的乘积（Ae ）。同时，将AP 值与输入功率联系在一起，可以得到以下公式： 1.14311.1****in s p u t P AP f B K K K ???= ? ????cm 4 其中，P in 是额定输入功率； ΔB 为磁通密度变化量，一般为0.2T ；

K p 为磁芯窗口有效使用系数，一般取0.2~0.4； K u 为绕组填充系数，一般取0.4~0.5； K t 为均方电流系数，等于直流输入电流与最大原边电流的比值，一般取0.7~1.4； **p u t K K K K '=为铜有效利用系数，一般取0.1~0.2。 1.143 1.1434311.1*11.1*36=0.318cm ****60*10*0.2*0.32*0.4*0.71in s p u t P AP f B K K K ????== ? ? ?????? 经过计算，AP 约为0.318cm 4。为了保证足够的功率裕量，选择TDK 系列EI33/29/13磁芯，41.5854cm AP =，2118.5mm e A =，2133.79mm w A =。 （2）原副边匝数计算 输入平均电流：30=0.27()*(min)0.85*127 out av in P I A V η=≈ 其中：(min)in V 为最小直流输入电压，(min) 1.0127in V V =≈； 输入电流峰值大小： Ip2 输入电流波形示意图 max 2(1)*av pk I I k D =+ 其中：1 2p p I k I = ，根据经验，当P>40W 时，K=0.5~0.6；当P<40W 时，K=0.35~0.45。 本设计中，P<40W ，k 取0.4；为了保证工作于DCM 模式，占空比最大值取D max =0.4，所以有：max 22*0.270.96()(1)*(10.4)*0.4 av pk I I A k D ==≈++ 初级电感量： 3max 3(min)*127*0.40.882*10()*0.96*60*10 in p pk V D L H I f -==≈ 最小原边匝数： 8*(min)*()(min)*10**p pk in on p e e L I V T max N A B A B ==?? (min)in V ：最小直流输入电压（V ）；

管壳式换热器的设计和选用的计算步骤

管壳式换热器的设计和选用的计算步骤 设有流量为m h的热流体，需从温度T1冷却至T2，可用的冷却介质入口温度t1，出口温度选定为t2。由此已知条件可算出换热器的热流量Q和逆流操作的平均推动力 。根据传热速率基本方程： 当Q和已知时，要求取传热面积A必须知K和则是由传热面积A的大小和换热器 结构决定的。可见，在冷、热流体的流量及进、出口温度皆已知的条件下，选用或设计换热器必须通过试差计算，按以下步骤进行。 初选换热器的规格尺寸 初步选定换热器的流动方式，保证温差修正系数大于0.8，否则应改变流动方式，重 新计算。计算热流量Q及平均传热温差△t m，根据经验估计总传热系数K估，初估传热面积A 选取管程适宜流速，估算管程数，并根据A估的数值，确定换热管直径、长度及排列。 计算管、壳程阻力在选择管程流体与壳程流体以及初步确定了换热器主要尺寸的基础上，就可以计算管、壳程流速和阻力，看是否合理。或者先选定流速以确定管程数N P和折流板间距B再计算压力降是否合理。这时N P与B是可以调整的参数，如仍不能满足要求，可另选壳径再进行计算，直到合理为止。 核算总传热系数 分别计算管、壳程表面传热系数，确定污垢热阻，求出总传系数K计，并与估算时所取用的传热系数K估进行比较。如果相差较多，应重新估算。 计算传热面积并求裕度 根据计算的K计值、热流量Q及平均温度差△t m，由总传热速率方程计算传热面积A0，一般应使所选用或设计的实际传热面积A P大于A020%左右为宜。即裕度为20%左右，裕度的计算式为： 某有机合成厂的乙醇车间在节能改造中，为回收系统内第一萃取塔釜液的热量，用其釜液将原料液从95℃预热至128℃，原料液及釜液均为乙醇，水溶液，其操作条件列表如下： 表4-18设计条件数据

反激变换器课程设计报告

电力电子课程实习报告 班级：电气10-3班 学号： 10053303 姓名：李乐

目录 一、课程设计的目的 二、课程设计的要求 三、课程设计的原理 四、课程设计的思路及参数计算 五、电路的布局与布线 六、调试过程遇到的问题与解决办法 七、课程设计总结

一、课程设计的目的 （1）熟悉Power MosFET的使用； （2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的应用； （3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力。 二、课程设计的要求 本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反击式开关电源。 电源输入电压：220V 电源输出电压电流：12V/1.5A 电路板：万用板手焊。 三、课程设计原理 1、引言 电力电子技术有三大应用领域：电力传动、电力系统和电源。在各种用电设备中，电源是核心部件之一，其性能影响着整台设备的性能。电源可以分为线性电源和开关电源两大类。 线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压，其工作原理是在输入与输出之间串联一个可变电阻（功率晶体管），让功率晶体管工作在线性模式，用线性器件控制其“阻值”的大小，实现稳定的输出，电路简单，但效率低。通常用于低于10W的电路中。通常使用的7805、7815等就属于线性电源。 开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小），所以开关电源具有能耗小、效率高、稳压范围宽、体积小、重量轻等突出优点，在通讯设备、仪器仪表、数码影音、家用电器等电子产品中得到了广泛的应用。反激式功率变换器是开关电源中的一种，是一种应用非常广泛的开关电源。 2、基本反激变换器工作原理 基本反激变换器如图1所示。假设变压器和其他元件均为理想元器件，稳态工作下。

换热器设计计算范例

列管式换热器的设计和选用的计算步骤 设有流量为m h的热流体，需从温度T1冷却至T2，可用的冷却介质入口温度t1，出口温度选定为t2。由此已知条件可算出换热器的热流量Q和逆流操作的平均推动力。根据 传热速率基本方程： 当Q和已知时，要求取传热面积A必须知K和则是由传热面积A的大小和换热器结构决定的。可见，在冷、热流体的流量及进、出口温度皆已知的条件下，选用或设计换 热器必须通过试差计算，按以下步骤进行。 ◎初选换热器的规格尺寸 ◆ 初步选定换热器的流动方式，保证温差修正系数大于0.8，否则应改变流动方式， 重新计算。 ◆ 计算热流量Q及平均传热温差△t m，根据经验估计总传热系数K估，初估传热面积A 估。 ◆ 选取管程适宜流速，估算管程数，并根据A估的数值，确定换热管直径、长度及排 列。◎计算管、壳程阻力 在选择管程流体与壳程流体以及初步确定了换热器主要尺寸的基础上，就可以计算管、壳程流速和阻力，看是否合理。或者先选定流速以确定管程数N P和折流板间距B再计算压力降是否合理。这时N P与B是可以调整的参数，如仍不能满足要求，可另选壳径再进行计 算，直到合理为止。 ◎核算总传热系数 分别计算管、壳程表面传热系数，确定污垢热阻，求出总传系数K计，并与估算时所取用的传热系数K估进行比较。如果相差较多，应重新估算。 ◎计算传热面积并求裕度 根据计算的K计值、热流量Q及平均温度差△t m，由总传热速率方程计算传热面积A0，一般应使所选用或设计的实际传热面积A P大于A020%左右为宜。即裕度为20%左右，裕度的 计算式为： 某有机合成厂的乙醇车间在节能改造中，为回收系统内第一萃取塔釜液的热量，用其釜液将原料液从95℃预热至128℃，原料液及釜液均为乙醇，水溶液，其操作条件列表如下： 表4-18 设计条件数据 物料流量 kg/h 组成（含乙醇量） mol% 温度℃操作压力 MPa 进口出口 釜液 3.31450.9

开关电源设计不可不看--Flyback电路原理

Flyback转换器电路是由Buck-Boost电路，利用磁性元件耦合的功能衍生而来，所以要探讨Flyback电路，必须先从Buck-Boost电路开始。 一、Flyback电路简介 （一）Flyback电路架构 Flyback变换器，俗称单端反激式DC－DC变换器，又称为返驰式(Flyback)转换器，或"Buck-Boost"转换器，因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量，因此得名. Flyback变换器是在主开关管导通期间，电路只储存而不传递能量；在主开关管关断期间，才向负载传递能量的一种电路架构。 （1）Flyback变换器理论模型如图。 （2）实际电路结构 根据Flyback变压器的同名端绕制方式，有下面两种形式，这两个电路实质上是一样的。当然，Flyback电路还有其他衍生形式（见附录I）。

（二）Flyback变换器优点 （1）电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出的要求。 （2）转换效率高，损失小。 （3）匝数比值较小。 （4）输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，目前已可实现交流输入在 85～265V 间，无需切换而达到稳定输出的要求。 （三）Flyback变换器缺点 （1）输出电压中存在较大的纹波，负载调整精度不高，因此输出功率受到限制,通常应用于150W 以下。 （2）转换变压器在电流连续(C.C.M.)模式下工作时，有较大的直流分量，易导致磁芯饱和，所以必须在磁路中加入气隙，从而造成变压器体积变大。 （3）变压器有直流电流成份，且同时会工作于C.C.M./D.C.M.两种模式，故变压器在设计时较困难，反复调整次数较顺向式多，迭代过程较复杂。

反激计算

反激计算 一、变压器设计 1. 确定最小工作频率: min f 准谐振模式下，工作频率是变化的，最小输入电压满载情况下的频率。 2. 估算匝比: Vd Vo Vin Vds n +-=max max . 一般反射电压)(Vd Vo n VOR +=取得大一些，选800VMOS 管，考虑一定裕量，取Vds_max=640V 。 3. 确定最大占空比: Ton Vin ?=()Toff Vd Vo n ?+= (伏秒平衡) Tf Toff Ton T ++= (us Tf 15.0到≈) f T 1= T T o n D = ? T o f f Vd Vo n Ton Vin =+?) ( ① T o f f Tf Ton T =-- ② ① 除以②得 1) )((=--+?Tf Ton T Vd Vo n Ton Vin 整理得 Tf Ton T Vd Vo n Ton Vin --=+?) (两边同时除以Ton ) () (Vd Vo n Vd Vo n vin Ton Tf T +++=- 又有 f D T o n =，f T 1 =得 )1() () (max Tf f Vd VO n Vin Vd Vo n D ?-?+++= a. 伏秒平衡: 处于稳定状态的电感，开关导通时间(电流上升段)的伏秒数须与开

关断开(电流下降段)时的伏秒数在数值上相等，尽管两者符号相反。 b. 减小。 增大，损耗减小。和管开关损耗减小。，增大，增大，，增大。 增大，增大。增大，当，则设D Vin Coss MOS F T on 1 f T on D D )(X a 11,,Tf Toff D T Ton Vd Vo n b a b c b X c b c X b c a b a c b a a X ++=?=+?+-=-=-=-=+=+= c. Tf ：MOS 管Vds 下降时间典型值0.5到1us ，MOS 管Id 为0到下次导通的死区时间。 4.计算初级绕组电感量: min _21 2f Lp pk Ip Pin ??=③ T o n Lp Vin pk Ip ?= min _ f D T D T o n =?= 得Pin f D Vin Lp ???=min 2max min 2 2 ③ 式: 电感阻止电流变化的性质表明电感的储能特性。当电压加到电感量为L 的线圈上时，在线圈两端产生感应电动势L dt di e ?-=,在线圈中产生电流。在 时间t 内，电流达到i ，电源传输到电感的能量 20002 1 Li Lidi dt dt di iL uidt We t t t ???====。 5. 初级线圈匝数: Ae B pk Ip Lp Np ??=max _ （Bmax=0.25T 到0.3T ） 6. 辅助绕组匝数: Vd Vo Vd Vcc Naux ++=1

换热器计算步骤

第2章工艺计算 2.1设计原始数据 表2—1 2.2管壳式换热器传热设计基本步骤 （1）了解换热流体的物理化学性质和腐蚀性能 （2）由热平衡计算的传热量的大小，并确定第二种换热流体的用量。 （3）确定流体进入的空间 （4）计算流体的定性温度，确定流体的物性数据 （5）计算有效平均温度差，一般先按逆流计算，然后再校核 （6）选取管径和管内流速 （7）计算传热系数，包括管程和壳程的对流传热系数，由于壳程对流传热系数与壳径、管束等结构有关，因此，一般先假定一个壳程传热系数，以计算K，然后再校核 （8）初估传热面积，考虑安全因素和初估性质，常采用实际传热面积为计算传热面积值的1.15~1.25倍 l （9）选取管长 （10）计算管数 N T （11）校核管内流速，确定管程数 （12）画出排管图，确定壳径 D和壳程挡板形式及数量等 i （13）校核壳程对流传热系数 （14）校核平均温度差 （15）校核传热面积 （16）计算流体流动阻力。若阻力超过允许值，则需调整设计。 2.3 确定物性数据 2.3.1定性温度 由《饱和水蒸气表》可知，蒸汽和水在p=7.22MPa、t>295℃情况下为蒸汽，所以在不考虑开工温度、压力不稳定的情况下，壳程物料应为蒸汽，故壳程不存在相变。

对于壳程不存在相变，其定性温度可取流体进出口温度的平均值。其壳程混合气体的平均温度为： t=420295 357.5 2 + =℃（2-1） 管程流体的定性温度： T=310330 320 2 + =℃ 根据定性温度，分别查取壳程和管程流体的有关物性数据。 2.3.2 物性参数 管程水在320℃下的有关物性数据如下：【参考物性数据无机表1.10.1】 表2—2 壳程蒸气在357.5下的物性数据[1]：【锅炉手册饱和水蒸气表】 表2—3 2.4估算传热面积 2.4.1热流量

反激变压器绕制详解

反激式开关电源变压器的设计（小生我的办法，见笑） 反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我算变压器的方法。 算变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V到265V，输出5V，2A 的电源，开关频率是100KHZ。 第一步就是选定原边感应电压VOR，这个值是由自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电压，是这样的，这要从下面看起，慢慢的来， 这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，来分析一下一个工作周期，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的I=Vs*ton/L,这三项分别是原边输入电压，开关开通时间，和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的Ｉ=VOR*toff/L,这三项分别是原边感应电压，即放电电压，开关管关断时间，和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流的值会回到原来，不可能会变，所以，有

VS*TON/L=VOR*TOFF/L,，上升了的，等于下降了的，懂吗，好懂吧，上式中可以用Ｄ来代替ＴＯＮ，用１－Ｄ来代替ＴOOF，移项可得，D=VOR/（VOR+VS）。此即是最大占空比了。比如说我设计的这个，我选定感应电压为80V，VS为90V ，则D=80/（*80+90）= 第二步,确实原边电流波形的参数. 原边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流.,首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下图所示,画的不好,但不要笑啊.这是一个梯形波横向表示时间,纵向表示电流大小,这个波形有三个值,一是平均值,二是有效值,三是其峰值,平均值就是把这个波形的面积再除以其时间.如下面那一条横线所示,首先要确定这个值，这个值是这样算的，电流平均值=输出功率/效率*VS，因为输出功率乘以效率就是输入功率，然后输入功率再除以输入电压就是输入电流，这个就是平均值电流。现在下一步就是求那个电流峰值，尖峰值是多少呢，这个我们自己还要设定一个参数，这个参数就是KRP，所谓KRP，就是指最大脉动电流和峰值电流的比值这个比值下图分别是最大脉动电流和峰值电流。是在0和1之间的。这个值很重要。已知了KRP，现在要解方程了，都会解方程吧，这是初一的应用题啊，我来解一下，已知这个波形一个周期的面积等于电流平均值*1，这个波形的面积等于，峰值电流*KRP*D+峰值电流*（1-KRP）*D，所以有电流平均值等于上式，解出来峰值电流=电流平均值/（）*D。比如说我这个输出是10W，设定效率是.则输入的平均电流就是10/*90=,我设定KRP的值是而最大值=.D=**=.

Flyback电路设计

目录 一、摘要 (2) 二、课程设计任务书 (2) 三、Flyback电路的分析与建模 ........................................................................................... 错误！未定义书签。 3.1 Flyback电路原理分析............................................................................................. 错误！未定义书签。 3.2 Flyback电路的建模及仿真 (10) 四、UC3844芯片的建模及仿真............................................................................................ 错误！未定义书签。 五、计算纹波系数 .................................................................................................................. 错误！未定义书签。 六、总结 .................................................................................................................................. 错误！未定义书签。

一、摘要 本课程设计的目的是对直流—直流变流电路中常用的带隔离的直流—直流电流电路Flybackd电路（反激电路）进行电路分析，建模并利用simetric软件进行仿真。首先是理解分析电路原理和各元件的参数，以元件初值为起点，用simetric软件画出电路的模型、并且对电路进行仿真，得出仿真波形。在仿真过程中逐步修正参数值，使得仿真波形合乎要求，最后再通过理论计算加以验证结果的合理性。此外还对基于UC3844芯片控制的反激电路进行系统建模，用Matlab软件仿真，进行静态和动态分析。 关键字：Flyback MATLAB 仿真 二、课程设计任务书 1．题目 Flyback电路建模、仿真 2．任务 1．分析反激电路的工作原理,用simetric软件画出电路的模型、并且对电路进行仿真，得出仿真波形 2．对基于UC3844芯片控制的反激电路进行系统建模 3．要求 内容包括原理分析、模型仿真、仿真结果分析、生成曲线、数据分析

高频FLYBACK 变压器之最佳设计

高频FLYBACK 变压器(偶合电感器)最佳之设计 一.前言: 由于市场日益竞争,如何将产品的价格降低,体积缩小,质量提高变成现今大家所共同努力的目标.而在Switch Power Supply 的领域里,变压器是非常重要的一部份,而Flyback 变压器更在其中占了举足轻重的地位.如何将变压器最佳化,就显得额外的重要. 我们可以从很多SPS书籍中获得Flyback 变压器的设计方法,虽然不尽相同,却是大同小异.就一个设计者的角度来说,设计一个Flyback变压器并不难,只要将设计的参数订定,依照书上所写的设计步骤,一个变压器就诞生了,在这变压器诞生的同时,你难道不会怀疑,这变压器是否为最佳的变压器呢?因为在这设计的参数里还隐藏了不确定的因子.例如Flyback 变压器初级测电感值参数的订定,你如何能确定你刚开始设计所选定的感值对这颗变压器是最佳感值呢?本文将针对设计参数做进一步的探讨,以达到变压器的最佳化. 二.变压器设计: 在实际设计变压器时,有两个原则是必须注意到的: (1)温升:这是设计变压器最主要的项目和目的,安 规里有规定变压器的最高温升,变压器的温升需在安规的限制范围内.例如: class A 的绝对温度不能超过90°C ; class B 不能超过110°C 等等,这都是我们设计必须遵循的准则. (2)经济:想在这市场上与人竞争,经济考虑是不可 或缺的,尤其是变压器往往是机器COST中的主要部分之一,所以如何将变压器的价格,体积,质量掌握到最佳,就是我们所努力的方向. 1.设计步骤: 要将变压器最佳化,需将不同的参数重复代入计算,如果利用Excel 的方程式或利用程序语言将公式写下来,这样将变得很简单,只要改变参数就 可得到结果. (1).参数的订定: 在设计变压器之前,需先预定一些参数,很多书籍上这些参数都不同,不同的设计参数,设计流程亦不同,现在针对Flyback变压器最常用的设计参数: 输入电压:Vin,输入的频率:fs,最大Duty cycle : Dmax,初级与次级圈数比: N,初级电感值: Lp,输出电压:V o,输出最大:Wo.线圈的电流密度:J, 最大磁通密度: Bmax, 最大绕线因子:Kw (2)由这些设计参数算出: ◆Duty on (初级测导通的比例) ◆Duty off (次级测导通的比例) ◆初级交流电流值(ΔI pp) ◆初级电流Peak 值(I p(peak)) ◆初级电流RMS值(Irms) ◆初级线圈的线径(Φp) ◆次级电流Peak 值(I p(peak)) ◆次级电流RMS值(Irms) ◆初级线圈的线径(Φs) ◆有效磁路面积与铁心可绕面积的乘积(Ac*Aw) 在由Aw*Ac 选择适当的铁心. 设计参数里有些是定死的,例如:Vin,fs(IC操作频率) , Dmax(IC max duty cycle),V o ,Wo. 有些是依经验所定的,例如:电流密度:J(classA 自然散热< 500 A/cm, class B < 700 A/cm); 最大磁通密度Bmax (100°C 饱和磁通密度的80% ); 最大绕线因子Kw(若将漆包线的绝缘厚度算入与减掉安规间距, EE 与EI core< 0.4). 有些是可变的,也是最不确定设计参数,例如: 初级与次级圈数比N,初级电感值Lp; N 的决定条件为:即使再最低压时,亦能提供稳定的输出电压和能量.因N直接影响到Duty cycle 的大小,N愈大,Duty on 愈大, Ip(rms)愈小,铜损愈小,

反激变压器的详细公式的计算

单端反激开关电源变压器设计 单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。 1、已知的参数 这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压V in、输出电压V out、每路输出的功率P out、效率η、开关频率f s(或周期T)、线路主开关管的耐压V mos。 2、计算 在反激变换器中，副边反射电压即反激电压V f与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。反激电压由下式确定： V f=V Mos-V inDCMax-150V 反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。 N p/N s=V f/V out 另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式： V inDCMin?D Max=V f?(1-D Max) 设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为I p1，当开关管关断时，原边电流上升到I p2。若I p1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。由能量守恒，我们有下式： 1/2?(I p1+I p2)?D Max?V inDCMin=P out/η 一般连续模式设计，我们令I p2=3I p1 这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量： L p= D Max?V inDCMin/f s?ΔI p 对于连续模式，ΔI p=I p2-I p1=2I p1；对于断续模式，ΔI p=I p2 。 可由A w A e法求出所要铁芯： A w A e=(L p?I p22?104/ B w?K0?K j)1.14 在上式中，A w为磁芯窗口面积，单位为cm2 A e为磁芯截面积，单位为cm2 L p为原边电感量，单位为H I p2为原边峰值电流，单位为A B w为磁芯工作磁感应强度，单位为T K0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2~0.4 K j为电流密度系数，一般取395A/cm2 根据求得的A w A e值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯

换热器设计指南汇总

换热器设计指南 1总贝!I i.i目的 为规范本公司工艺设计人员设计管壳式换热器及校核管壳式换热器而编制。 1. 2范围 1.2.1本规定规定了管壳式换热器的选型、设计、校核及材料选择。 1.2.2本规定适用于本公司所有的管壳式换热器。 1.3规范性引用文件 下列文件中的条款通过本规定的引用而成为本规定的条款，凡注日期的应用文件，其随后所有的修改单或修改版均不适用本规定。凡不注日期或修改号 (版次)的引用文件，其最新版本适用于本规定。 GB150-1999钢制压力容器 GB151-1999管壳式换热器 HTRI设计手册 Shell & tube heat exchangers ------- JGC 石油化工设计手册第3卷——化学工业出版社(2002) 换热器设计手册——中国石化出版社(2004) 换热器设计手册——化学工业出版社(2002) Shell and Tube Heat Exchangers Technical Specification ---------- SHESLL (2004) SHELL AND TUBE HEAT EXCHANGERS——BP (1997) Shell and Tube Exchanger Design and Selection -------- HEVRON COP. (1989)

HEAT EXCHANGERS——FLUOR DANIEL (1994) Shell and Tube Heat Exchangers ------- TOTAL (2002) 管壳式换热器工程规定——SEI (2005) 2设计基础 2. 1传热过程名词定义 2.1.1无相变过程 加热：用工艺流体或其他热流体加热另一工艺流体的过程。 冷却：用工艺流体、冷却水或空气等冷剂冷却另一工艺流体的过程。 换热：用工艺流体加热或冷却另外一股工艺流体的过程。 2.1.2沸腾过程 在传热过程中存在着相的变化一液体加热沸腾后一部分变为汽相。此时除显热传递外，还有潜热的传递。 池沸过程：用工艺流体、水蒸汽或其他热流体加热汽化大容积设备中的工艺流体过程。 流动沸腾：用工艺流体、水蒸汽或其他热流体加热汽化狭窄流道中的工艺流体过程。 2.1.3冷凝过程 部分或全部流体被冷凝为液相，热流体的显热和潜热被冷流体带走，这一相变过程叫冷凝过程。 纯蒸汽或混合蒸汽冷凝：用工艺流体、冷却水或空气，全部或部分冷凝另一工艺流体。 有不凝气的冷凝：用工艺流体、冷却水或空气，部分冷凝工艺流体和同时冷却不凝性气体。 2.2换热器的术语及分类 2.2.1术语及定义 换热器装置：为某个可能包括可替换操作条件的特定作业的一个或多个换热器； 位号：设计人员对某一换热器单元的识别号； 有效表面：进行热交换的管子外表面积； 管程：介质流经换热管内的通道及与其相贯通部分； 壳程：介质流经换热管外的通道及与其相贯通部分；

反激变压器设计步骤及变压器匝数计算

1. 确定电源规格. 输入电压范围Vin=85 —265Vac; 输出电压/ 负载电 流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 变压器的效率?=0.90 2. 工作频率和最大占空比确定. 取: 工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45. T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5us Toff=10-4.5=5.5us. 3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n). 最低输入电压Vin(min)=85* “2-20=100Vdc( 取低频纹波为20V). 根据伏特- 秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n. n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)] n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.64 4. 变压器初级峰值电流的计算. 设+5V输岀电流的过流点为120%;+5v 和+12v整流二极管的正向压降均为 1.0V. +5V 输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W +12V 输岀功率 Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W 变压器次级输岀总功率Pout=Pout1+Pout2=85W 1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ Ip1=2*Pout/[?(1+k)*Vin(min)*Dmax] =2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45] =3.00A Ip2=0.4*Ip1=1.20A 5. 变压器初级电感量的计算. 由式子Vdc=Lp*dip/dt, 得: Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2] =100*4.5/[3.00-1.20] =250uH 6. 变压器铁芯的选择. 根据式子Aw*Ae=P t*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*?], 其中: Pt( 变压器的标称输岀功率)= Pout=85W Ko( 窗口的铜填充系数)=0.4 Kc( 磁芯填充系数)=1( 对于铁氧体), 变压器磁通密度Bm=1500 Gs j( 电流密度): j=5A/mm2; Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]

换热器设计计算步骤

换热器设计计算步骤 1. 管外自然对流换热 2. 管外强制对流换热 3. 管外凝结换热 已知：管程油水混合物流量 G ( m 3/d)，管程管道长度 L (m)，管子外径do (m)， 管子内径di (m)，热水温度 t ℃， 油水混合物进口温度 t 1’, 油水混合物出口温度 t 2” ℃。 1. 管外自然对流换热 1.1 壁面温度设定 首先设定壁面温度，一般取热水温度和油水混合物出口温度的平均值，t w ℃， 热水温度为t ℃，油水混合进口温度为'1t ℃，油水混合物出口温度为"1t ℃。 "w 11 t ()2 t t =+ 1.2 定性温度和物性参数计算 管程外为水，其定性温度为1()K -℃ 21 ()2 w t t t =+ 管程外为油水混合物，定性温度为'2t ℃ ''"2111 ()2t t t =+ 根据表1油水物性参数表，可以查得对应温度下的油水物性参数值 一般需要查出的为密度ρ (3/kg m ),导热系数λ(/())W m K ?，运动粘度2(/)m s ，体积膨胀系数a 1()K -，普朗特数Pr 。

表1 油水物性参数表 水 t ρ λ v a Pr 10 999.7 0.574 0.000001306 0.000087 9.52 20 998.2 0.599 0.000001006 0.000209 7.02 30 995.6 0.618 0.000000805 0.000305 5.42 40 992.2 0.635 0.000000659 0.000386 4.31 50 998 0.648 0.000000556 0.000457 3.54 60 983.2 0.659 0.000000478 0.000522 2.99 70 997.7 0.668 0.000000415 0.000583 2.55 80 971.8 0.674 0.000000365 0.00064 2.21 90 965.3 0.68 0.000000326 0.000696 1.95 100 958.4 0.683 0.000000295 0.00075 1.75 油 t ρ λ v a Pr 10 898.8 0.1441 0.000564 6591 20 892.7 0.1432 0.00028 0.00069 3335 30 886.6 0.1423 0.000153 1859 40 880.6 0.1414 9.07E-05 1121 50 874.6 0.1405 5.74E-05 723 60 868.8 0.1396 3.84E-05 493 70 863.1 0.1387 0.000027 354 80 857.4 0.1379 1.97E-05 263 90 851.8 0.137 1.49E-05 203 100 846.2 0.1361 1.15E-05 160 1.3 设计总传热量和实际换热量计算 0m v Q Cq t Cq t ρ=?=?v v C q t C q t αρβρ=?+?油油水水 C 为比热容/()j kg K ?，v q 为总体积流量3 /m s ，αβ分别为在油水混合物中 油和水所占的百分比，t ?油水混合物温差，m q 为总的质量流量/kg s 。 实际换热量Q 0Q Q *1.1/0.9= 0.9为换热器效率，1.1为换热余量。 1.4 逆流平均温差计算