开关电源滤波器的选用

开关电源ＥＭＩ滤波器的正确选择与使用

（连载一）

１插入损耗和滤波电路的选择

在用户选择滤波器时，最关心插入损耗性能。但是，往往插入损耗相近的滤波器，在实际运用中效果相差甚远。究其主要原因是，相近插入损耗的滤波器可由不同的电路实现。这和理论分析是吻合的，因为插入损耗本身是个多解函数。

所以，选择滤波器时首先应选择适合你所用的滤波电路和插入损耗性能。要做到这一点，就要求了解所使用电源的等效噪声源阻抗和所需要对噪声的抑制能力。这符合“知己知彼，百战百殆”的客观规律。

那么滤波电路和电源等效噪声之间存在什么样的关系呢？

众所周知，ＥＭＩ滤波器是由Ｌ、Ｃ构成的低通器件。为了在阻带内获得最大衰减，滤波器输入端和输出端的阻抗需与之连接的噪声源阻抗相反，即对低阻抗噪声源，滤波器需为高阻抗（大的串联电感）；对高阻抗噪声源，滤波器就需为低阻抗（大的并联电容）。对于ＥＭＩ滤波器，这些原则应用于共模和差模中。

如按此原则选用的滤波器，在实际运用中仍存在效果相差很多的现象，特别发生在重载和满载的情况下。造成这一问题的主要原因可能是滤波器中的电感器件在重载和满载时，产生饱和现象，致使电感量迅速下降，导致插入损耗性能大大变坏。其中尤以有差模电感的滤波器为多。因差模电感要流过电源火线或零线中的全部工作电流，如果差模电感设计不当，电流一大，就很容易饱和。当然也不排除共模扼流圈，因生产工艺水平较差，两个绕组不对称，造成在重载或满载时产生磁饱和的可能。

图1 共模滤波器模型

1.1.2差模滤波电路

由于开关电源的开关频率谐波噪声源阻抗为低阻抗，所以与之相对应的滤波器输出端应是高阻抗串联大电感ＬＤＭ。

ＡＣ电网火线和零线之间是低阻抗，所以与之对应的滤波器输入端也应是高阻抗串联大电感ＬＤＭ。如果想再进一步抑制差模噪声，可以在滤波器输入端并接线间电容ＣＸ１，条件是它的阻抗要比ＡＣ电网火线、零线之间的阻抗还要低得多。

开关电源工频谐波噪声源阻抗是高阻抗，所以与之相对应的滤波器输出端应是低阻抗并联大电容ＣＸ２。

合成的差模滤波电路参见图２。

最后，完整的共、差模滤波电路参见图３。

图2 完整的差模滤波器模型

图3 组合滤波器电路

根据要求插入损耗，可求出滤波电路的ＬＣＭ、ＬＤＭ、Ｃx、Ｃy的值。如果单环电路的插入损耗不能满足要求时，应该选择双环电路。

1.2交流三相滤波电路

交流三相滤波电路又分为三相三线制和三相四线制两种。

典型的单环三相三线制滤波电路如图４所示；典型的双环三相三线制滤波电路如图５所示。

图4 单环三相三线制滤波电路

图5 双环三相三线制滤波电路

比较图４三相中的每一相电路即每相对地电路和典型单相电路就不难发现，其共模电路三相采用π型电路，单相采用Ｌ型电路；而差模电路三相的输出端有Ｃx电容，单相的输出端无Ｃx电容。

对比双环单相和三相三线制滤波电路（图５）不难发现，三相中的每一相电路和单相电路完全一样。

典型单环有差模电感的三相三线制滤波电路如图６所示。大家可以和单环有差模电感的单相滤波电路相比较。

典型的单环三相四线制滤波电路如图７所示。

图６单环有差模电感三相三线制滤波电路

图７单环三相四线制滤波电路

比较三相中的每一相电路即每相对中线电路和单相电路，同样差模电路三相的输出端有Ｃx电容。对地的共模电路三相采用π型电路，但区别的是Ｃy电容对每相来讲是公用的。

1.3直流滤波电路

为了抑制开关电源对其电流负载产生共模、差模干扰，开关电源直流输出端往往使用直流ＥＭＩ滤波器，它的典型电路如图８所示。

图８直流滤波电路

显然，这是一个共模扼流圈的典型单环滤波电路。根据电路特点，它只适用于直流输出端对地对称的电源电路。

如果直流输出是非对地对称电路，则只能采用图９所示的电路。该电路为采用二级差模电感电路。如果插入损耗允许，当然也可采用一级差模电感电路。

图９二级π型滤波器

开关电源ＥＭＩ滤波器的正确选择与使用

（连载二）

２额定电流与环境温度

ＥＭＩ滤波器一般采用高导磁率软磁材料锰锌铁氧体，初始导磁率μi＝７００～１００００，但其居里点温度不高，优质的仅为１３０℃左

右。导磁率越高，居里点温度越低，典型曲线如图１０所示。

除特殊说明外，ＥＭＩ滤波器说明书给出的额定电流均指室温＋２５℃的值；同样，给出的典型插入损耗或曲线也均指室温＋２５℃的值。

随着环境温度的升高，主要由电感导线的损耗、磁芯损耗以及周围环境温度等原因导致温度高于室温，结果难于确保插入损耗的性能，甚至烧坏滤波器。由于滤波电容的最高工作温度受到限制也是＋８５℃。我们应该根据实际可能的最大工作电流和工作环境温度来选择滤波器额定电

流。

图10 居里点温度曲线图11额定电流与温度的关系

工作电流、额定电流与环境温度之间存在如下关系：

式中：Ｉp——容许的最大工作电流；

ＩＲ——室温＋２５℃时的额定电流；

Ｔmax——容许的最高工作温度，＋８５℃；

Ｔa——环境温度；

ＴＨ——室温（＋２５℃）。

也可用曲线表示（参见图１１）。曲线表示Ｉp/IR∝Ｔa。

举例说明：＋２５℃Ｉp＝IR；+45℃

Ip=0.816IR；＋５５℃

Ｉp=0.5IR；+85℃Ｉp＝０.0

因此，要根据工作温度来正确选择滤波器的额定电流；或者用改善滤波器的散热条件（工作环境）来确保滤波器的安全使用。这样，滤波器务必安装在有散热作用的机架、机壳上，切忌安装在绝缘材料上。

３耐压、泄漏电流与安全

3.1耐压与安全

由于ＥＭＩ滤波器安装在ＡＣ电网的输入端，所以除了承受开关电源（滤波器的负载）产生的尖峰脉冲干扰电压外，还要承受来自电网的浪涌电压（电流），特别是浪涌电压，其持续时间长（ms级），能量大（２０００伏浪涌电压是经常出现的）。这些干扰电压由滤波器的Ｃx、Ｃy 承受。因此，要求使用专为ＥＭＩ滤波器设计的Ｃx、Ｃy。目前，据了解，因内尚没有这类电容器生产厂家。

电容Ｃx或Ｃy被浪涌电压击穿产生的后果，是Ｃx被击穿短路，相当于ＡＣ电网被短路，至少造成设备停止工作；Ｃy击穿短路，相当于将ＡＣ电网的电压加到设备的外壳，它直接威胁人身安全的同时，波及所有与金属外壳为参考地的电路安全，往往导致某些电路的烧毁。

国际上，耐压的安全规范各主要工业国家有所区别，表１供参考。

表１耐压安全规范

国家和测试机构测试标准

高压测试R-绝缘

KV(1Min.) Hz

P.N→E

P→N

106ΩV（1 Min.)

德国

VDE

0565.1

0565.2

0565.3

4,3 · Vn

1.5

50

P→Ｎ

P.N→E

1500

2000

100

100

瑞士

SEV

1055.1978

4,3 · Vn

2·Un+1,5

50

P→Ｎ

P.N→E

6000 100

瑞典4432901 4,3 · Vn

2·Un+1,5

50

P→Ｎ

P.N→E

6000 100

英国

BS 613

BS 2135

4,3 · Vn

1.5

2.25

50

P→Ｎ

P.N→E

20 100

加拿大

CSA

C 22.2

No.8-M1982

(2Vn+0.5)1,4/4

≥1，414

2Vn+1

60

P→Ｎ

P.N→E

6000/N

N=number

Cond.11

100

美国UL 1283

1,0

1,414

1,0

1,414

60

60

P→Ｎ

P.N→E

2

-

250

- 举例说明：

德国ＶＤＥ0565.2高压测试（ＡＣ）Ｐ，Ｎ→Ｅ 1.5ＫＶ／５０Ｈｚ１分钟瑞士ＳＥＶ１０５５高压测试（ＡＣ）Ｐ，Ｎ→Ｅ２·Ｕn＋1.5ＫＶ／５０Ｈｚ１分钟如最大工作电压Ｕn＝２５０Ｖ（ＡＣ），则２·Ｕn＋1.5ＫＶ＝２ＫＶ

美国ＵＬ１２８３高压测试（ＡＣ）Ｐ，Ｎ→Ｅ１ＫＶ／６０Ｈｚ１分钟可见，共模电容Ｃy的耐压测试条件（瑞士）ＳＥＶ１０５５比（美）ＵＬ１２８３高出一倍。

德国ＶＤＥ0565.1高压测试（ＤＣ）Ｐ→Ｎ 4.5ＶnＫＶ１分钟

如最大工作电压Ｖn＝２５０Ｖ（ＤＣ）则

4.3·Ｖn＝4.3×0.250×2根号２＝3.040ＫＶ１分钟

瑞士ＳＥＶ１０５５高压测试（ＤＣ）Ｐ→Ｎ４.3ＶnＫＶ１分钟

美国ＵＬ１２８３高压测试（ＤＣ）Ｐ→Ｎ 1.414ＫＶ１分钟

可见，差电模电容Ｃx的耐压测试条件，瑞士也比美国高出一倍左右。

这里要说明的是

a.Ｐ→Ｎ耐压测试采用直流电压的原因是因为Ｃx容量较大。如采用交流测试，则耐压测试仪要求电流容量大，造成成本高，体积大。采用直流电压测试就不存在这种问题。但要将交流工作电压换成等效的直流工作电压。如最大交流工作电压２５０Ｖ（ＡＣ）＝２５０×2根号２＝７０７Ｖ（ＤＣ）直流工作电压。所示ＵＬ１２８３安全规范１４１４Ｖ（ＤＣ）＝２·Ｖn。

b.国际著名滤波器专业厂说明书中耐压测试条件

美国Corcom公司Ｐ，Ｎ→Ｅ２２５０Ｖ（ＤＣ）１分钟

Ｐ→Ｎ１４５０Ｖ（ＤＣ）１分钟

瑞士Ｓchaffner公司Ｐ，Ｎ→Ｅ２ＫＶ（ＡＣ）１分钟

Ｐ→Ｎ不测１分钟

国内滤波器专业厂一般参考德国ＶＤＥ安规或参考美国ＵＬ安规。

３.2 泄漏电流与安全

任何典型滤波器电路的共模电容Ｃy都有一端接金属机壳。从分压角度

看，滤波器金属外壳都带有１／２额定工作电压，如工作２２０Ｖ（ＡＣ），

那么外壳带有１１０Ｖ（ＡＣ）电压。因此，从安全角度出发，滤波器通过

Ｃy到地端的泄漏电流要尽可能的小，否则将危及人身安全。图１２描述了一

路泄漏电流通过人体构成大地回路的情况（图１２中Ｅ表示滤波器的接地点，

ＦＧ表示机架的接地点）。对地电容应为Ｃ１和杂散电容之和。实际上，通

过人体的泄漏电流是两路，所以滤波器泄漏电流应为一路泄漏电流的两倍。

设备中使用的滤波器愈多，泄漏电流也愈大。因此，千万要加以注意。

图12 泄漏电流通过人体示意图

同样，国际上泄漏电流的安全规范，各主要工业国家也有所区别，表２供参考。

表２泄漏电流的安全规范

国家安规名称对于一级绝缘的设备，泄漏电流的极限值

美国

UL478

UL1283

5mA,120V,60Hz; 0.5~3.5mA,120V,60Hz

加拿大C22.2 No.1 5mA,120V,60Hz

瑞士SEV 1054-1

IEC 335-1

0.75mA,250V,50Hz

德国VDE 0804 3.5mA,250V,50Hz

这里要说明的是：

a.泄漏电流直接和电网电压、电网频率成正比。因此，对于４００Ｈｚ电网

频率要特别注意，否则在相同电网电压的情况下，同一滤波器的泄漏电流要

增加８倍（对于５０Ｈｚ），很可能不符合安规要求。

b.在检验滤波器泄漏电流时，一定要采用符合国际规范的测量电路（如图１

３所示）。测量时，滤波器金属外壳不能接地，一定要悬浮。

c.三相滤波器的泄漏电流应是各相泄漏电流之和。

图13 国际规范的泄漏电流测量电路

４正确安装方法

a.为了滤波器的安全可靠工作（散热和滤波效果），除滤波器一定要安装在设备的机架或机壳上外，滤波器的接地点应和设备机壳的接地点

取得一致，并尽量缩短滤波器的接地线。

若接地点不在一处，那么滤波器的泄漏电流和噪声电流在流经两接地点的途径时，会将噪声引入设备内的其他部分。

其次，滤波器的接地线会引入感抗，它能导致滤波器高频衰减特性的变坏。所以，金属外壳的滤波器要直接和设备机壳连接。如外壳喷过漆，则必须刮去漆皮；若金属外壳的滤波器不能直接接地或使用塑封外壳滤波器时，它与设备机壳的接地线应可能的短。

（a）不正确的安装方法（b）正确的安装方法

图14 滤波器的安装方法

b.滤波器要安装在设备电源线输入端，连线要尽量短；设备内部电源要安装在滤波器的输出端。若滤波器在设备内的输入线长了，在高频端输入线就会将引入的传导干扰耦合给其他部分（参见图１５）。若设备内部电源安装在滤波器的输入端，由于连线过长，也会导致同样的结果。

c.确保滤波器输入线和输出线分离

若滤波器输入、输入线捆扎在一起或相互安装过近，那么由于它们之间的耦合，可能使滤波器的高频衰减降低。若输入、输出线必须接近，那么都必须采用双绞线或屏蔽线。

d.要将噪声滤波器正确地连接到设备内部的每一单元。

若带有单独电源的若干单元安装在一个机壳内，那么必须把每一个单元视为设备的独立部分。每一单元必须连接各自的噪声滤波器，否则在机壳内，这些单元中的每一单元的噪声都会传导给其他单元（参见图１６）。

图15 图16

开关电源适配器测试报告模板

适配器12V/1A测试报告 方案基本参数一览 输入电压90~264Vac （恒压<±1%）输出规格12V/1A 输出纹波29mV@220Vac满载转换效率85.11% @220Vac，满载 待机功耗<110mW 拓扑结构反激式 VDD电压15.48V~26.48V（正常范围）CS波形正常 VDS峰值519V@264Vac<600V FB纹波237mV（正常范围） 其他说明：本测试报告针对XXX12V1A适配器成本优化方案（变压器资料如下图），福大海矽竭诚为客户提供完善到位的服务。 变压器版本：V2（20150831） 1、各绕组绕制参数见下表所示EE19立式骨架 绕序绕 组 线径*根数 脚位圈数套管（L） 绝缘胶带 9.0mm/Ts 绕线方式 进 脚 出 脚 Ts 进出 1 N1 ￠0.19mm*1（2UEW） 2 3 68 加套管 2 N2 ￠0.35mm*2(TEX-E) 三层绝缘线 10 8 21 加套 管 加套 管 3 N3 ￠0.19mm*1（2UEW） 3 1 68 5 N4 ￠0.19mm*1（2UEW） 5 4 28 制作说明： 1. 骨架EE19立式脚距4mm 排距10.3mm PC40磁芯Ae为23mm2 2. 电感量Lp(1→2)=2mH，漏感为Lp的5%以下 3. 初级对次级打3000V AC漏电流<2mA/60s 4. 初级对磁芯打15000V AC漏电流<2mA/60s 5. 次级对磁性打15000V AC漏电流<2mA/60s 6. DC500V绕组与磁芯之间1min大于100mΩ 7. DC500V绕组与绕组之间1min大于100mΩ 注：PIN3、PIN6、PIN7、PIN9需剪脚 版本更新说明： 1、初始版本V1（20150721） 2、版本V2（20150831）调整初次级匝数，次级由飞线改为插脚，去掉铜带屏蔽，去掉磁芯接地（进行成本优化）

如果确定开关电源电感值

如果确定开关电源电感值 开关电源电感器是开关电源设备的重要元器件，它是利用电磁感应的原理进行工作的。它的作用是阻交流通直流,阻高频通低频(滤波)，也就是说高频信号通过电感线圈时会遇到很大的阻力，很难通过，而对低频信号通过它时所呈现的阻力则比较小，即低频信号可以较容易的通过它。电感线圈对直流电的电阻几乎为零。 本文将阐明为非隔离式开关电源(SMPS)选用电感器的基本要点。所举实例适合超薄型表面贴装设计的应用，像电压调节模块(VRM)和负载点(POL)型电源，但不包括基于更大底板的系统。 图1所示为一个降压拓扑结构开关电源的架构，该构架广泛应用于输出电压小于输入电压的开关电源系统。在典型的降压拓扑结构电路中，当开关(Q1)闭合时，电流开始通过这个开关流向输出端，并以某一速率稳步增大，增加速率取决于电路电感。根据楞次定律，di=E*dt/L，流过电感器的电流所发生的变化量等于电压乘以时间变化量，再除以这个电感值。由于流过负载电阻RL的电流稳定增加，输出电压成正比增大。 在达到预定的电压或电流限值时，开关电源控制集成电路将开关断开，从而使电感周围的磁场衰减，并使偏置二极管D1正向导通，从而继续向输出电路供给电流，直至开关再度接通。这一循环反复进行，而开关的次数由控制集成电路来确定，并将输出电压调控在要求的电压值上。图2所示为在若干个开关循环周期内，流过电感器和其它降压拓扑电路元件上的电压和电流波形。 电感值对于在开关电源开关断开期间保持流向负载的电流很关键。所以必须算出保持降压变换器输出电流所必需的最小电感值，以确保在输出电压和输入电流处于最差条件下，仍能够为负载供应足够的电流。为确定最小的电感值，

详细解析电源滤波电容的选取与计算

电感的阻抗与频率成正比,电容的阻抗与频率成反比.所以,电感可以阻扼高频通过,电容可以阻扼低频通过.二者适当组合,就可过滤各种频率信号.如在整流电路中,将电容并在负载上或将电感串联在负载上,可滤去交流纹波.。电容滤波属电压滤波，是直接储存脉动电压来平滑输出电压，输出电压高，接近交流电压峰值；适用于小电流，电流越小滤波效果越好。电感滤波属电流滤波，是靠通过电流产生电磁感应来平滑输出电流，输出电压低，低于交流电压有效值；适用于大电流，电流越大滤波效果越好。电容和电感的很多特性是恰恰相反的。 一般情况下，电解电容的作用是过滤掉电流中的低频信号，但即使是低频信号，其频率也分为了好几个数量级。因此为了适合在不同频率下使用，电解电容也分为高频电容和低频电容（这里的高频是相对而言）。 低频滤波电容主要用于市电滤波或变压器整流后的滤波，其工作频率与市电一致为50Hz；而高频滤波电容主要工作在开关电源整流后的滤波，其工作频率为几千Hz到几万Hz。当我们将低频滤波电容用于高频电路时，由于低频滤波电容高频特性不好，它在高频充放电时内阻较大，等效电感较高。因此在使用中会因电解液的频繁极化而产生较大的热量。而较高的温度将使电容内部的电解液气化，电容内压力升高，最终导致电容的鼓包和爆裂。 电源滤波电容的大小，平时做设计，前级用4.7u,用于滤低频，二级用0.1u，用于滤高频，4.7uF的电容作用是减小输出脉动和低频干扰，0.1uF的电容应该是减小由于负载电流瞬时变化引起的高频干扰。一般前面那个越大越好，两个电容值相差大概100倍左右。电源滤波，开关电源，要看你的ESR(电容的等效串联电阻)有多大，而高频电容的选择最好在其自谐振频率上。大电容是防止浪涌，机理就好比大水库防洪能力更强一样；小电容滤高频干扰，任何器件都可以等效成一个电阻、电感、电容的串并联电路，也就有了自谐振，只有在这个自谐振频率上，等效电阻最小，所以滤波最好！ 电容的等效模型为一电感Ｌ，一电阻Ｒ和电容Ｃ的串联， 电感Ｌ为电容引线所至，电阻Ｒ代表电容的有功功率损耗，电容Ｃ． 因而可等效为串联ＬＣ回路求其谐振频率，串联谐振的条件为WL=1/WC,W=2*PI*f,从而得到此式子f=1/(2pi*LC)．，串联ＬＣ回路中心频率处电抗最小表现为纯电阻，所以中心频率处起到滤波效果．引线电感的大小因其粗细长短而不同，接地电容的电感一般是１ＭＭ为10nＨ左右，取决于需要接地的频率。 采用电容滤波设计需要考虑参数： ESR ESL 耐压值 谐振频率

开关电源EMI滤波器典型电路

开关电源EMI滤波器典型电路 开关电源EMI滤波器典型电路 开关电源为减小体积、降低成本,单片开关电源一般采用简易式单级EMI滤波器,典型电路图1所示。图（a）与图（b）中的电容器C能滤除串模干扰,区别仅是图（a）将C接在输入端,图（b）则接到输出端。图（c）、（d）所示电路较复杂,抑制干扰的效果更佳。图（c）中的L、C1和C2用来滤除共模干扰,C3和C4滤除串模干扰。R为泄放电阻,可将C3上积累的电荷泄放掉,避免因电荷积累而影响滤波特性;断电后还能使电源的进线端L、N不带电,保证使用的安全性。图（d）则是把共模干扰滤波电容C3和C4接在输出端。 EMI滤波器能有效抑制单片开关电源的电磁干扰。图2中曲线a为加EMI滤波器时开关电源上0.15MHz～30MHz传导噪声的波形（即电磁干扰峰值包络线）。曲线b是插入如图1（d）所示EMI滤波器后的波形,能将电磁干扰衰减50dBμV～70dBμV。显然,这种EMI滤波器的效果更佳。

电磁干扰滤波器电路 电磁干扰滤波器的基本电路如图1所示。该五端器件有两个输入端、两个输出端和一个接地端,使用时外壳应接通大地 。电路中包括共模扼流圈（亦称共模电感）L、滤波电容C1～C4。L对串模干扰不起作用,但当出现共模干扰时,由于两 个线圈的磁通方向相同,经过耦合后总电感量迅速增大,因此对共模信号呈现很大的感抗,使之不易通过,故称作共模扼流 圈。它的两个线圈分别绕在低损耗、高导磁率的铁氧体磁环上,当有电流通过时,两个线圈上的磁场就会互相加强。L的 电感量与EMI滤波器的额定电流I有关,参见表1。需要指出,当额定电流较大时,共模扼流圈的线径也要相应增大,以便能 承受较大的电流。此外,适当增加电感量,可改善低频衰减特性。C1和C2采用薄膜电容器,容量范围大致是0.01μF～0.47μ F,主要用来滤除串模干扰。C3和C4跨接在输出端,并将电容器的中点接地,能有效地抑制共模干扰。C3和C4亦可并联在 输入端,仍选用陶瓷电容,容量范围是2200pF～0.1μF。为减小漏电流,电容量不得超过0.1μF,并且电容器中点应与大地接

开关电源类产品介绍

随着开关电源类产品的日益增多，电磁兼容设计成为开关电源开发过程中至关重要的一个环节，相应的电磁兼容标准也成为开关电源类产品必须满足的性能指标。高频开关电源是严重的电磁干扰源，很多情况下需对其安装EMI电源滤波器。传统的滤波器设计方法计算繁琐、设计过程复杂、研发时间长。为了提高滤波器性能和缩短开发时间，本文针对DC-DC开关电源介绍了一种简单且效果良好的滤波器设计方法。本文在阐述开关电源电磁干扰基本特点的基础上，提出了电源传导加固技术。文中阐述了EMI电源滤波器的基本原理、拓扑结构、设计原则和滤波器件的高频特性，分析了网络理论及其在EMI电源滤波器设计中的应用。本文以某一航空产品中的DC-DC开关电源项目为依托，设计EMI电源滤波器。通过了解开关电源需要满足的电磁兼容标准，测试分析其电磁干扰信号特点，提出滤波器性能指标。利用网络理论设计分析滤波电路，通过编程实现对滤波电路参数的设计。建立滤波器插入损耗仿真模型，编写仿真程序，对设计结果进行分析，最后通过实际测试，验证设计方法的J下确性。同时，在EMI电源滤波器设计的基础上，对滤波器进行了拓展功能的电路设计，主要针对开关动作所引起的浪涌电压。通过讨论应用于EMI电源滤波器中的软磁铁氧体材料的特性，提出了铁氧体磁芯的选择原则和应用方法，同时讨论了主要滤波器件的选择和设计。深入研究EMI电源滤波器在工程设计中的关键技术及滤波器封装技术，并提出封装过程测试方法及工程应用时安装使用应注意的主要问题。 随着开关电源的迅速发展和广泛应用,它们引起的电磁泄露和电磁辐射问题越来越严重。电源EMI滤波器作为开关电源的辅助器件,可以有效地抑制开关电源中的传导干扰。无源元件的高频非理想特性使无源EMI滤波器高频特性变差,而无源元件同样影响有源EMI滤波器的高频特性。因此对EMI滤波器高频特性的研究具有现实意义。对于无源EMI滤波器,本文研究了几种改善自感寄生参数的方法的有效性,分析了元件间的互感耦合和电容的自感寄生参数分别对π型共模滤波器的影响。提出利用部分互感耦合改善电容的自感寄生参数的优化措施。对于有源EMI滤波器,本文分析了一种有源EMI滤波器在分别连接纯电阻、感性和容性负载时的插损,分析了反馈环路中各个模块的作用和影响。最后,对有源EMI滤波器注入环节中的电容进行了改进,改善了它的高频特性。 本文首先介绍了利用傅立叶变换估算开关电源噪声频谱的方法,接着分别论

如何为开关电源选择合适的电感

如何为开关电源选择合适的电感 电感，一直以来都有些许神秘：它可以产生磁场，把磁场和电场联系起来；电感的电流I不能突变，但电流变化率dI/dt可以突变；电感的储能与其流过的电流有关。 铁氧体和铁粉是用于开关电源电感的两种磁芯材料。应用于电源的储能电感通常制成闭环，使得整个磁场包含在电感的内部，因此磁通大小与磁芯的存储能量将表征磁芯材料的特性。 以Buck电路的输出电感为例。该电感的磁芯具有一定的直流分量，适用的材质有：（1）铁粉芯 碾磨的铁粉与其他的合金组成的精细颗粒与绝缘材料涂层构成磁粉芯。铁粉颗粒周围的绝缘颗粒构成了铁粉芯的内在分散气隙。 （2）带气隙的铁氧体磁芯 Buck电路的电感具有一定的直流分量。若不开气隙，铁氧体磁芯极其容易饱和。开气隙后，闭合磁路的磁通将快速增大。由于空气的相对磁导率为1，且磁芯材料的相对磁导率为几千以上，所以，磁芯中的大部分能量将存储在气隙磁通中。 气隙降低了磁芯的有效磁导率，整个B-H曲线会倾斜，增大了饱和时的磁场强度H，磁芯不太容易饱和。图 1为不开气隙和开气隙的B-H曲线。 图 1 电感B-H曲线 通常我们会发现，大多数采用铁氧体的电感设计，其磁芯损耗仅为电感总损耗（线圈加上磁芯损耗）的5%~10%。但是若电感采用铁粉芯，则该值会增加到20%~30%。 一、电感：磁芯的饱和 当流过电感的电流（或磁场强度）大于一定值时，电感的磁芯可能饱和。当其饱和时，其感量会减小，并接近于0。 某反激电路的限流电阻上的电压波形如图 2所示（反激变换器中变压器的初、次级可以看成一对耦合电感）。从图中可以看出流经初级电感的电流波形。当电流增大时，电感逐渐饱和，电感量减小，从而导致梯形电流的波形的斜率增大。

20170425-开关电源中的电感面积积设计公式(一)

开关电源中的电感面积积设计公式（一） 普高（杭州）科技开发有限公司 张兴柱 博士 A ：直流滤波电感的面积积设计公式： (t i L t I I 图1： 一般化的直流滤波电感和其电流波形 图1是开关电源中的一个一般化的直流滤波电感和其电流波形。当该电感的电感量和电流已知时，我们可以通过适当的推导，得到上述一般化直流滤波电感的面积积设计公式。具体推导如下： 由电感的磁链公式，可得：m c L m L Lpeak B A N N LI =Φ= 所以有： m L Lpeak c B N LI A = （1） 其中：m B 为电感电流峰值所对应的磁密，其选取须保证sat m B B <。在电感采用（H ），电流采用（A ），磁密采用（Gass ），截面积采用2)(cm 这一单位制时，上式中要加一个系数，如下所示： 28)(10cm B N LI A m L Lpeak c ×= （2） 根据窗口方程： a Lrms L KW J I N = （3） 其中：J 为绕组的电流密度，K 为窗口系数，a W 为铁芯的窗口面积，所以有： KJ I N W Lrms L a = （4） 在电流采用（A ），电流密度采用2)/(mm A ，窗口面积采用2)(cm 这一单位制时，上式中要

加一个系数，如下所示： 22)(10cm KJ I N W Lrms L a ?×= （5） 从式（2）和式（5），可以得到： 46)(10cm KJ B I LI A W m Lpeak Lrms c a ××= × （6） 其中：Lrms I 为图1中电感电流的有效值，当电感电流的纹波较小时，L Lrms I I ≈；在电感电流纹波较大时，可通过计算获得该有效值电流。 B ：交流滤波电感的面积积设计公式： (t i L 图2： 一般化的交流滤波电感和其电流波形 图2是开关电源中的一个一般化的交流滤波电感和其电流波形。它与直流滤波电感中的电流波形之区别在于：交流滤波电感电流中有两个频率分量，一个是开关频率分量，一个是输出低频分量，图中的峰值电感电流指的是包含开关纹波后的峰值电流值。当该电感的电感量和电流波形已知时，通过推导可获得交流滤波电感的面积积设计公式同样为（6）式，只是其有效值电流可用电流波形中的低频分量有效值近似。

开关电源电路详解图

开关电源电路详解图 一、开关电源的电路组成 开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流滤波电路组成。辅助电路有输入过欠压保护电路、输出过欠压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等。 开关电源的电路组成方框图如下： 二、输入电路的原理及常见电路 1、AC 输入整流滤波电路原理： ①防雷电路：当有雷击，产生高压经电网导入电源时，由MOV1、MOV2、MOV3：F1、F2、F3、FDG1 组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时，其阻值降低，使高压能量消耗在压敏电阻上，若电流过大，F1、F2、F3 会烧毁保护后级电路。 ②输入滤波电路：C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。当电源开启瞬间，要对C5充电，由于瞬间电流大，加RT1（热敏电阻）就能有效的防止浪涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。 ③整流滤波电路：交流电压经BRG1整流后，经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5容量变小，输出的交流纹波将增大。

2、DC 输入滤波电路原理： ①输入滤波电路：C1、L1、C2组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。C3、C4 为安规电容，L2、L3为差模电感。 ② R1、R2、R3、Z1、C6、Q1、Z2、R4、R5、Q2、RT1、C7组成抗浪涌电路。在起机的瞬间，由于C6的存在Q2不导通，电流经RT1构成回路。当C6上的电压充至Z1的稳压值时Q2导通。如果C8漏电或后级电路短路现象，在起机的瞬间电流在RT1上产生的压降增大，Q1导通使Q2没有栅极电压不导通，RT1将会在很短的时间烧毁，以保护后级电路。 三、功率变换电路 1、MOS管的工作原理：目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是MOSFET（MOS管），是利用半导体表面的电声效应进行工作的。也称为表面场效应器件。由于它的栅极处于不导电状态，所以输入电阻可以大大提高，最高可达105欧姆，MOS管是利用栅源电压的大小，来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小。 2、常见的原理图： 3、工作原理： R4、C3、R5、R6、C4、D1、D2组成缓冲器，和开关MOS管并接，使开关管电压应力减少，EMI减少，不发生二次击穿。在开关管Q1关断时，变压器的原边线圈易产生尖

两级式开关电源适配器方案研发之DC-DC极设计

两级式开关电源适配器方案研发之DC-DC极设计 在上一篇文章中，我们分享了一种两级式开关电源适配器的PFC极设计方案，并对其设计原理进行了详细介绍。接下来，我们将会继续就这一笔记本电脑适用的开关电源适配器设计进行简析，并针对其DC-DC极的设计原理和设计思路展开详细介绍，下面就让我们一起来看看吧。 在了解了这一开关电源适配器的PFC级工作原理和电路设计情况之后，接下来我们需要完成的是DC-DC级的设计工作。本方案所设计的双极式电源适配器采用反激式DC-DC变换器，其变压器的损耗较大、温升高，而体积也比较大。为了达到最佳优化目标，我们选择采用两路反激变换器交错并联的方案，这样每个变压器只传输60W的功率，输入电流的有效值小，可有效解决上述问题。为保障效率，我们采用电流断续工作模式，消除输出整流管反向恢复引起的电压尖峰。下图中，图1是交错并联反激变换器的主要波形，输入电流与输出电流均倍频，纹波大大减小，输出的滤波电容可大大减小。 图1 反激变换器交错并联变换器主要波形 在这一笔记本电脑开关电源适配器的方案设计中，为了进一步提高电源适配器的转化效率，减少能耗损失，我们所设计的这一DC-DC级的反激变换器采用具有能量恢复的电流型同步整流技术。

图2 电流型自驱动同步整流与主要波形 上图中，图2给出了的是具有能量恢复的电流型自驱动同步整流电路的原理图及其主要波形图。从图2所给出的电流型自驱动同步整流电路图中我们可以看到，当同步整流管SR有电流流过时，电流从绕组n1的同名端流进，从绕组n3的同名端流出，此时D1导通，有公式Vn3=Vo，Vn2=n2*Vo/n3，使SR开通。而当流过SR的电流为零时，电流互感器磁恢复，磁化电流iLm从绕组n4的同名端流进，此时D1关断，D2导通。此时有公式vn4=-Vo，其中vn2=-n2*Vo/n4，则SR关断。当电流互感器磁恢复完成时，D1、D2均关断，Vn2=0，SR仍然关断。

开关电源电感的选取

为开关电源选择合适的电感 电感是开关电源中常用的元件，由于它的电流、电压相位不同，所以理论上损耗为零。电感常为储能元件，也常与电容一起用在输入滤波和输出滤波电路上，用来平滑电流。电感也被称为扼流圈，特点是流过其上的电流有“很大的惯性”。换句话说，由于磁通连续特性，电感上的电流必须是连续的，否则将会产生很大的电压尖峰。 电感为磁性元件，自然有磁饱和的问题。有的应用允许电感饱和，有的应用允许电感从一定电流值开始进入饱和，也有的应用不允许电感出现饱和，这要求在具体线路中进行区分。大多数情况下，电感工作在“线性区”，此时电感值为一常数，不随着端电压与电流而变化。但是，开关电源存在一个不可忽视的问题，即电感的绕线将导致两个分布参数(或寄生参数)，一个是不可避免的绕线电阻，另一个是与绕制工艺、材料有关的分布式杂散电容。 杂散电容在低频时影响不大，但随频率的提高而渐显出来，当频率高到某个值以上时，电感也许变成电容特性了。如果将杂散电容“集”为一个电容，则从电感的等效电路可以看出在某一频率后所呈现的电容特性。 当分析电感在线路中的工作状况或者绘制电压电流波形图时，不妨考虑下面几个特点： 1. 当电感L 中有电流I 流过时，电感储存的能量为： E＝0.5×L×I2 (1) 2. 在一个开关周期中，电感电流的变化(纹波电流峰峰值)与电感两端电压的关系为： V＝(L×di)/dt (2) 由此可看出，纹波电流的大小跟电感值有关。 3. 就像电容有充、放电电流一样，电感器也有充、放电电压过程。电容上的电压与电流的积分(安·秒)成正比，电感上的电流与电压的积分(伏·秒)成正比。只要电感电压变化，电流变化率di/dt 也将变化；正向电压使电流线性上升，反向电压使电流线性下降。 计算出正确的电感值对选用合适的电感和输出电容以获得最小的输出电压纹波而言非常重要 从图1 可以看出，流过开关电源电感器的电流由交流和直流两种分量组成，因为交流分量具有较高的频率，所以它会通过输出电容流入地，产生相应的输出纹波电压dv=di×RESR。这个纹波电压应尽可能低，以免影响电源系统的正常操作，一般要求峰峰值为10mV~500mV。 纹波电流的大小同样会影响电感器和输出电容的尺寸，纹波电流一般设定为最大输出电流的10%~30%，因此对降压型电源来说，流过电感的电流峰值比电源输出电流大5%~15%。 降压型开关电源的电感选择 为降压型开关电源选择电感器时，需要确定最大输入电压、输出电压、电源开关频率、最大

浅谈开关电源输出电感的设计

――DC/DC 电路中电感的选择 原文：Fairchild Semiconductor AB-12：Insight into Inductor Current 下载 翻译：frm （注：只有充分理解电感在DC/DC电路中发挥的作用，才能更优的设计DC/DC电路。本文还包括对同步DC/DC及异步DC/DC概念的解释。） 本文PDF文档下载 简介 在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。本文专注于解释：电感上的DC电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。 理解电感的功能 电感常常被理解为开关电源输出端中的LC滤波电路中的L（C是其中的输出电容）。虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。 在降压转换中（Fairchild典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。 在状态1过程中，电感会通过（高边“high-side”）MOSFET连接到输入电压。在状态2过程中，电感连接到GND。由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“low-side”）MOSFET接地。如果是后一种方式，转换器就称为“同步（synchronus）”方式。 现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。相反，在状态2过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器，输出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。 我们利用电感上电压计算公式： V=L(dI/dt) 因此，当电感上的电压为正时（状态1），电感上的电流就会增加；当电感上的电压为负时（状态2），电感上的电流就会减小。通过电感的电流如图2所示： 通过上图我们可以看到，流过电感的最大电流为DC电流加开关峰峰电流的一半。上图也称为纹波电流。根据上述的公式，我们可以计算出峰值电流：

开关电源EMI滤波器原理与设计研究

开关电源EMI滤波器原理与设计研究

开关电源EMI滤波器原理与设计研究 魏应冬，吴燮华 (浙江大学电气工程学院，浙江杭州 310027） 摘要：在开关电源中，EMI滤波器对共模和差模传导噪声的抑制起着显著的作用。在研究滤波器原理的基础上，探讨了一种对共模、差模信号进行独立分析，分别建模的方法，最后基于此提出了一种EMI滤波器的设计程序。 关键词：开关电源；EMI滤波器；共模；差模 0 引言 高频开关电源由于其在体积、重量、功率密度、效率等方面的诸多优点，已经被广泛地应用于工业、国防、家电产品等各个领域。在开关电源应用于交流电网的场合，整流电路往往导致输入电流的断续，这除了大大降低输入功率因数外，还增加了大量高次谐波。同时，开关电源中功率开关管的高速开关动作（从几十kHz到数MHz），形成了EMI（electromagnetic interference）骚扰源。从已发表的开关电源论文可知，在开关电源中主要存在的干扰形式是传导干扰和近场辐射干扰，传导干扰还会注入电网，干扰接入电网的其他设备。 减少传导干扰的方法有很多，诸如合理铺设地线，采取星型铺地，避免环形地线，尽可能减少公共阻抗；设计合理的缓冲电路；减少电路杂散电容等。除此之外，可以利用EMI滤波器衰减电网与开关电源对彼此的噪声干扰。 EMI骚扰通常难以精确描述，滤波器的设计通常是通过反复迭代，计算制作以求逐步逼近设计要求。本文从EMI滤波原理入手，分别通过对其共模和差模噪声模型的分析，给出实际工作中设计滤波器的方法，并分步骤给出设计实例。 1 EMI滤波器设计原理 在开关电源中，主要的EMI骚扰源是功率半导体器件开关动作产生的d v/d t和d i/d t，因而电磁发射EME(Electromagnetic Emission)通常是宽带的噪声信号，其频率范围从开关工作频率到几MHz。所以，传导型电磁环境（EME）的测量，正如很多国际和国家标准所规定，频率范围在0.15～30MHz。设计EMI滤波器，就是要对开关频率及其高次谐波的噪声给予足够的衰减。基于上述标准，通常情况下只要考虑将频率高于150kHz的EME衰减至合理范围内即可。 在数字信号处理领域普遍认同的低通滤波器概念同样适用于电力电子装置中。简言之，EMI滤波器设计可以理解为要满足以下要求： 1）规定要求的阻带频率和阻带衰减；（满足某一特定频率f stop有需要H stop的衰减）； 2）对电网频率低衰减（满足规定的通带频率和通带低衰减）； 3）低成本。

最有效的开关电源纹波计算方法

对滤波效果而言，电容的ESL和ESR参数都很重要，电感会阻止电流的突变，电阻则限制了电流的变化率，这些影响对电容的充放电显然都不利。优质的电容在设计及制造时都采取了必要的手段来降低ESL和ESR，故而横向比较起来，同样的容量滤波效果却不同。

漏电流小，ESR小，一般都是认为要选择低ESR的系列，不过也与负载有关，负载越大，ESR不变时，纹波电流变大，纹波电压也变大。我们从公式上来看看，dV=C*di*dt；dv就是纹波，di是电感上电流的值，dt是持续的时间。一般的开关电源书籍都会讲到怎么算纹波，大题分解为：滤波电容对电压的积分+滤波电容的ESR+滤波电容的ESL+noise，如下图： 一般对纹波的计算通常是估算 有关开关电源纹波的计算，原则上比较复杂，要将输入的矩形波进行傅立叶展开成各次谐波的级数，计算每个谐波的衰减，再求和。最后的结果不仅与滤波电感、滤波电容有关，而且与负载电阻有关。当然，计算时是将滤波电感和滤波电容看成理想元件，若考虑电感的直流电阻以及电容的ESR，那就更复杂了。所以，通常都是估算，再留出一定余量，以满足设计要求。对样机需要实际测试，若不能满足设计要求，则需要更改滤波元件参数。 以Buck电路为例，电感中电流连续和断续，开关电源的传递函数完全不同。电流连续时环路稳定，电流断续时未必稳定。而电感中电流是否连续，除与电感量等有关外，还与负载有关。更严重的是，电流是否连续还与占空比有关，而占空比是由反馈电路控制的。不仅Buck，其它如Boost以及由基本拓扑衍生出来的正激、反激等也是一样。 若要求所有可能产生的工作状态下都稳定，通常要加假负载以保证Buck电路电感电流总是连续(对Buck/Boost或反激则保证不会在连续断续之间转变)，或者把反馈环路时间常数设计得非常大(这会在很大程度上降低开关电源的响应速度)。对输出电压可调整的开关电源(例如实验室用的0～30V输出电源)，环路稳定的难度更大。对这类电源，往往要在开关电源之后再加一级线性调整。 电解电容的选择很重要 在输出端采用高频性能好、ESR低的电容，高频下ESR阻抗低，允许纹波电流大。可以在高频下使用，如采用普通的铝电解电容作输出电容，无法在高频（100kHz以上的频率）下工作，即使电容量也无效，因为超过10kHz时，它已成电感特性了。

电源开关适配器检验标准及规范

电源开关适配器检验标准及规范

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4.1电气特性： 4.1.1输入特性: 输入电压范围90Vac～264Vac 额定输入电压220Vac 输入频率范围47Hz～63Hz 额定频率50Hz 满载输入电流≤0.6A（一般在输入电压下限、输出负载为满载时的输入电流为最大输入电流） 电源转换效率≥70%(电源效率等于输出功率与输入功率的百分比) 浪涌电流冷态启动电流(25℃,220Vac,满负载)： 1.0W＜Pout≤15W：≤30A 2.15W＜Pout＜60W：≤50A 3.Pout≥60W ：≤60A 待机损耗在额定输入电压范围内，输出空载时的输入功率： 1. 0W＜Pout≤15W：0.3W 2.50W≤Pout＜75W ：0.5W 4.1.2输出特性: 输出额定电压依我司硬件设计部要求 输出电压范围1.±0.3V(Output Volt:＜5.0V) 2.±5%(5.0V≤Output Volt: ≤24V) 3.+4%/-6%(Output Volt:＞24V) 额定电流依我司硬件设计部要求 输出电压纹波及噪声1.说明：电源的功能是将交流电转换为直流电，但事实上，输出的直流电并不是一条纯净的直线，而是依附着一些周期性和随机性的交流信号，我们称之为纹波和杂讯，它们的数量一般都很小，用毫伏表示。2.测试方法：20MHZ带寛，示波器探头并接一个0.1uF 陶瓷电容和一个10uF电解电容。 3.规格： 3-1.≤60mV (Output volt.: ≤6.0V) 3-2.≤Vout*1% (Output volt.: ＞6.0V&≤20.0V) 3-3.≤200mV (Output volt.: ＞20.0V) 输出电流纹波额定电流负载下电流纹波最大值不超过100mA（输入电压：90—264Vac）。 过（欠）冲 1.在电源开启或关闭的时候,最大过（欠）冲±5%。 启动延迟时间1.说明：启动时间指适配器在输出接最大负载下，输入电源开启时刻到输出电压上升到规格下限值（或额定输出电压的90%）时的这段时间。 2.规格：输入220Vac和输出最大负载时,最大启动时间为1S 电压上升时间1.说明：电源开机，输出电压从10%标称值上升到95%标称值的时间 2.规格：当在输入220Vac和输出最大负载时,最大上升时间为20mS 掉电保持时间1.说明：电源满载时从切断输入电源起到输出电压下降到稳压范围外（一般为输出电压范围的下限值）时的时间。 2.规格：220Vac输入时大于或等于20mS

开关电源中电感的设计

开关电源中电感的设计 在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。本文专注于解释：电感上的DC 电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。 理解电感的功能 电感常常被理解为开关电源输出端中的LC 滤波电路中的L（C 是其中的输出电容）。虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。 在降压转换中（Fairchild典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC 输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。 在状态1 过程中，电感会通过（高边“high-side”）MOSFET连接到输入电压。在状态2 过程中，电感连接到GND。由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式 实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“low-side”）MOSFET接地。如果是后 一种方式，转换器就称为“同步（synchronus）”方式。 现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1 过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。相反，在状态2 过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器，输出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。 我们利用电感上电压计算公式： V=L(dI/dt) 因此，当电感上的电压为正时（状态1），电感上的电流就会增加；当电感上的电压为负时（状态2），电感上的电流就会减小。通过电感的电流如图2 所示：

通过上图我们可以看到，流过电感的最大电流为DC 电流加开关峰峰电流的一半。上图也称为纹波电流。根据上述的公式，我们可以计算出峰值电流： 其中，ton 是状态1 的时间，T 是开关周期（开关频率的倒数），DC 为状态1 的占空比。 警告：上面的计算是假设各元器件（MOSFET上的导通压降，电感的导通压降或异步电路中肖特基二极管的正向压降）上的压降对比输入和输出电压是可以忽略的。 如果，器件的下降不可忽略，就要用下列公式作精确计算： 同步转换电路： 异步转换电路：其中，Rs 为感应电阻阻抗加电感绕线电阻的阻。Vf 是肖特基二极管的正向压降。R 是Rs加MOSFET 导通电阻，R=Rs+Rm。

开关电源中常用EMI滤波器

摘要：开关电源中常用EMI滤波器抑制共模干扰和差模干扰。三端电容器在抑制开关电源高频干扰方面有良好性能。文中在开关电源一般性能EMI滤波器电路结构基础上，给出了使用三端电容器抑制高频噪声的滤波器结构。并使用PSpice软件对插入损耗进行仿真，给出了仿真结果。 1 开关电源特点及噪声产生原因 随着电子技术的高速发展，电子设备种类日益增多，而任何电子设备都离不开稳定可靠的电源，因此对电源的要求也越来越高。开关电源以其高效率、低发热量、稳定性好、体积小、重量轻、利于环境保护等优点，近年来取得快速发展，应用领域不断扩大。开关电源工作在高频开关状态，本身就会对供电设备产生干扰，危害其正常工作；而外部干扰同样会影响其正常工作。 开关电源干扰主要来源于工频电流的整流波形和开关操作波形。这些波形的电流泄漏到输入部位就成为传导噪声和辐射噪声，泄漏到输出部位就形成了波纹问题。考虑到电磁兼容性的有关要求，应采用EMI电源滤波器来抑制开关电源上的干扰。文中主要研究的是开关电源输入端的EMI滤波器。 2 EMI滤波器的结构 开关电源输入端采用的EMI滤波器是一种双向滤波器，是由电容和电感构成的低通滤波器，既能抑制从交流电源线上引入的外部电磁干扰，还可以避免本身设备向外部发出噪声干扰。开关电源的干扰分为差模干扰和共模干扰，在线路中的传导干扰信号，均可用差模和共模信号来表示。差模干扰是火线与零线之间产生的干扰，共模干扰是火线或零线与地线之间产生的干扰。抑制差模干扰信号和共模干扰信号普遍有效的方法就是在开关电源输入电路中加装电磁干扰滤波器。EMI滤波器的电路结构包括共模扼流圈(共模电感)L，差模电容Cx和共模电容Cy。共模扼流圈是在一个磁环(闭磁路)的上下两个半环上，分别绕制相同匝数但绕向相反的线圈。两个线圈的磁通方向一致，共模干扰出现时，总电感迅速增大产生很大的感抗，从而可以抑制共模干扰，而对差模干扰不起作用。为了更好地抑制共模噪声； 共模扼流圈应选用磁导率高，高频性能好的磁芯。共模扼流圈的电感值与额定电流有关。差模电容Cx通常选用金属膜电容，取值范围一般在0．1～1μF。Cy用于抑制较高频率的共模干扰信号，取值范围一般为2200～6800 pF。常选

EMI滤波器电路原理及设计

EMI滤波器电路原理及设计 引言 开关电源以其体积小、重量轻、效率高等优点被广泛应用于电力电子设备系统中，但是开关电源易受到电磁干扰，产生误动作，且本身的高频信号也会引起大量的噪声，会污染电网环境，干扰同一电网其他电子设备的正常工作。这样就对EMC提出了更高的要求指标。 分类： 开关电源中的电磁干扰（EMI）主要有传导干扰和辐射干扰。通过正确的屏蔽和接地系统设计可以得到有效的控制，对于传导干扰来说，加装EMI滤波器，是一种比较经济有效的措施，辐射干扰的抑制可以通过加装变压器屏蔽铜片。 EMI滤波器介绍 开关电源与交流电网相连，尽管开关电源是一个单端口网络，但具有相线（L），零线（N），地线（E）的开关电源实际上形成了两个AC端口，所以噪声源在实际分析中可以将其分解为共模和差模噪声源。火线（L）与零线（N）之间的干扰叫做差模干扰（属于对称性干扰），火线（L）与地线（E）之间的干扰叫做共模干扰（非对称性干扰）。在一般情况下，差模干扰幅度小、频率低、所造成的干扰较小；共模干扰幅度大、频率高，还可以通过导线产生辐射，所造成的干扰较大。 开关电源的EMI干扰源集中体现在功率开关管、整流二极管、高频变压器等，外部环境对开关电源的干扰主要来自电网的抖动、雷击、外界辐射等。 1.开关电源的EMI干扰源 开关电源的EMI干扰源集中体现在功率开关管、整流二极管、高频变压器等，外部环境对开关电源的干扰主要来自电网的抖动、雷击、外界辐射等。 （1）功率开关管 功率开关管工作在On-O ff快速循环转换的状态，dv/dt和di/dt都在急剧变换，因此，功率开关管既是电场耦合的主要干扰源，也是磁场耦合的主要干扰源。 （2）高频变压器 高频变压器的EMI来源集中体现在漏感对应的di/dt快速循环变换，因此高频变压器是磁场耦合的重要干扰源。 （3）整流二极管 整流二极管的EMI来源集中体现在反向恢复特性上，反向恢复电流的断续点会在电感（引线电感、杂散电感等）产生高 dv/dt，从而导致强电磁干扰。 （4）PCB 准确的说，PCB是上述干扰源的耦合通道，PCB的优劣，直接对应着对上述EMI源抑制的好坏。

推挽式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算

储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算，与图1-2的串联式开关电源中储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算方法很相似。根据图1-33和图1-34，我们把整流输出电压uo和LC滤波电路的电压uc、电流iL画出如图1-35，以便用来计算推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容的参数。 图1-35-a）是整流输出电压uo的波形图。实线表示控制开关K1接通时，推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组输出电压经整流后的波形；虚线表示控制开关K2接通时，推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组输出电压经整流后的波形。Up表示整流输出峰值电压（正激输出电压），Up-表示整流输出最低电压（反激输出电压），Ua表示整流输出电压的平均值。 图1-35-b）是滤波电容器两端电压的波形图，或滤波电路输出电压的波形图。Uo表示输出电压，或滤波电容器两端电压的平均值；ΔUc表示电容充电电压增量，2ΔUc等于输出电压纹波。 1-8-1-3-1．推挽式变压器开关电源储能滤波电感参数的计算 在图1-33中，当控制开关K1接通时，输入电压Ui通过控制开关K1加到开关变压器线圈N1绕组的两端，在控制开关K1接通Ton期间，开关变压器线圈N3绕组输出一个幅度为Up（半波平均值）的正激电压uo，然后加到储能滤波电感L 和储能滤波电容C组成的滤波电路上，在此期间储能滤波电感L两端的电压eL

为： eL = Ldi/dt = Up – Uo —— K1接通期间（1-136） 式中：Ui为输入电压，Uo为直流输出电压，即：Uo为滤波电容两端电压uc的平均值。 在此顺便说明：由于电容两端的电压变化增量ΔU相对于输出电压Uo来说非常小，为了简单，我们这里把Uo当成常量来处理。 对（1-136）式进行积分得： 式中i（0）为初始电流（t = 0时刻流过电感L的电流），即：控制开关K1刚接通瞬间，流过电感L的电流，或称流过电感L的初始电流。从图1-35中可以看出i（0）= Ix 。 当控制开关K由接通期间Ton突然转换到关断期间Toff的瞬间，流过电感L的电流iL达到最大值： （1-139）和（1-140）式就是计算推挽式变压器开关电源输出电压的表达式。式中，Uo为推挽式变压器开关电源输出电压，Ui为推挽式变压器开关电源输入电压，Up为推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组的正激输出电压，Up-为推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组的反激输出电压，n为开关电源次级线圈N3绕组与初级线圈N1绕组或N2绕组的匝数比。

EMI滤波器应用设计原理

EMI滤波器设计原理 高频开关电源由于其在体积、重量、功率密度、效率等方面的诸多优点，已经被广泛地应用于工业、国防、家电产品等各个领域。在开关电源应用于交流电网的场合，整流电路往往导致输入电流的断续，这除了大大降低输入功率因数外，还增加了大量高次谐波。同时，开关电源中功率开关管的高速开关动作（从几十kHz到数MHz），形成了EMI（electromagnetic interference）骚扰源。从已发表的开关电源论文可知，在开关电源中主要存在的干扰形式是传导干扰和近场辐射干扰，传导干扰还会注入电网，干扰接入电网的其他设备。 减少传导干扰的方法有很多，诸如合理铺设地线，采取星型铺地，避免环形地线，尽可能减少公共阻抗；设计合理的缓冲电路；减少电路杂散电容等。除此之外，可以利用EMI滤波器衰减电网与开关电源对彼此的噪声干扰。 EMI骚扰通常难以精确描述，滤波器的设计通常是通过反复迭代，计算制作以求逐步逼近设计要求。本文从EMI滤波原理入手，分别通过对其共模和差模噪声模型的分析，给出实际工作中设计滤波器的方法，并分步骤给出设计实例。 1 EMI滤波器设计原理 在开关电源中，主要的EMI骚扰源是功率半导体器件开关动作产生的d v/d t 和d i/d t，因而电磁发射EME(Electromagnetic Emission)通常是宽带的噪声信号，其频率范围从开关工作频率到几MHz。所以，传导型电磁环境（EME）的测量，正如很多国际和国家标准所规定，频率范围在0.15～30MHz。设计EMI滤波器，就是要对开关频率及其高次谐波的噪声给予足够的衰减。基于上述标准，通常情况下只要考虑将频率高于150kHz的EME衰减至合理范围内即可。 在数字信号处理领域普遍认同的低通滤波器概念同样适用于电力电子装置中。简言之，EMI滤波器设计可以理解为要满足以下要求： 1）规定要求的阻带频率和阻带衰减；（满足某一特定频率f stop有需要H stop 的衰减）； 2）对电网频率低衰减（满足规定的通带频率和通带低衰减）； 3）低成本。 1.1 常用低通滤波器模型 EMI滤波器通常置于开关电源与电网相连的前端,是由串联电抗器和并联电容器组成的低通滤波器。如图1所示，噪声源等效阻抗为Z source、电网等效阻抗为Z sink。滤波器指标（f stop和H stop）可以由一阶、二阶或三阶低通滤波器实现，滤波器传递函数的计算通常在高频下近似，也就是说对于n阶滤波器，忽略所有ωk相关项（当k