开关电源滤波器设计

开关电源滤波器设计（一）

一、前言

传导EMI 是由电源、信号线传导的噪声，连接在同一电网系统中的设备所产生的EMI会经过电源线相互干扰，为了对传到EMI进行抑制，通常在设备宇电源之间加装滤波器，本文主要探讨开关电源的EMI滤波器设计方法。

二、开关电源的传到EMI来源与组成

开关电源的噪声包含有共模和差模两个分量，此两分量分別是由共模电流和差模电流所造成的。图一所示为共模电流和差模电流的关系图，其中LISN 为电源传输阻抗稳定网络，是传导性EMI 量测的重要工具。在三线式的电力系统中，由电源所取得的电流依其流向可分为共模电流和差模噪声电流。其中，共模噪声电流ICM 指的是Line、Neutral 两线相对于接地线(Ground)之噪声电流分量，而差模噪声电流IDM 指的是直接流经Line 和Neutral两线之间而不流经过地线之噪声电流分量。

开关电源图一共模电流和差模电流之关系图

在Line 上，共模噪声电流和差模噪声电流分量是以向量和的关系结合，而在Neutral 上，共模噪声电流和差模噪声电流分量則是以向量差的关系结合，两者的关系以数学式表示如下：

其中，为流经Line 之总噪声电流，为流经Neutral 之总噪声电流。

为了有效抑制噪声，我们必须針对噪声源的产生及其耦合路径进行分析。共模噪声主要是由电路上之Power MOSFET(Cq)、快速二极体(Cd)及高频变压器(Ct)上之寄生电容和杂散电容所造成的，如图二所示。而差模噪声則由电源电路初級端的非连续电流及輸入端滤波大电容(CB)上的寄生电阻及电感所造成，如图三所

示。

图二共模电流耦合路径

图三差模电流耦合路径

开关电源滤波器设计（二）

三、EMI 滤波器的基本架构

本文所使用的EMI 滤波器的架构如图四所示，其中的元件包含了共模电感(LC)、差模电感(LD)、X 电容(CX1、CX2)、Y 电容(CY)，以下将对各元件作一一介紹：

图四EMI滤波器的架构

1 共模电感(CM inductor)：

共模电感是将两组线圈依图五的绕线方式绕在一个铁心上，这种铁心一般是采用高值的Ferrite core，由于值较高，故电感值较高，典型值是数mH 到数十mH 之间。图五上的绕线方式会使差模电流相互抵消，故对差模而言不具有电感的效果，也不易使铁心饱和。反之对共模电流而言，其所产生的磁通会加倍，所以具有电感的效果。一般而言，耦合电感均有漏电感，因此，绕组对差模电流所产生的磁通无法完全抵消，这对差模噪声的衰减将会有所效用。另一方面对共模电流而言，因为磁通无法完全加倍，这将使得共模电感值降低。

共模电感的漏感量测方式如图六所示，将两绕组其中一端连接，由另一端量

图五共模电感图六共模电感的漏感测量法

测电感值，此量测到的感值即是共模电感的漏感量，可表示成2(LC-M)，其中M表示两绕组之间的互感。

在滤波器中共模电感的两个绕组是并联的，以图七为例，理想上，上下两线圈所产生的磁通量是图八的两倍，由于电感的定义是L=φ/I?，其中?是磁通链(Flux linkage)，I 是线圈电流，故上下两线圈的各別感值是图八的两倍，不过两者又是并联，并联后的感值将和图七相同，故等效的共模电感是LC 而不是LC/2。

图七测量共模电感的两线圈图八测量共模电感的一个线圈

2. 差模电感(DM inductor)：

差模电感必须流过交流电源电流，一般是采用?值较低的铁粉心(Iron powdercore)，由于?值较低所以感值较低，典型值是数十uH 到数百uH 之间。

3.X 电容：

X 电容是裝在L、N 之间，一般是选用高容值的金属膜电容，容值由0.1uF 到1uF。

4. uY 电容：

Y 电容是裝在L-G、N-G 之间的电容，通常以成对、相等的容值对稱的出現在滤波器上，其大小必须要符合安规的限制。

开关电源滤波器设计（三）

四、EMI 滤波器之CM、DM等效电路推导及衰减度的评估

在本文推导等效电路的过程当中，我们把CM电感的漏电感部分，全部并入DM 电感LD 当中。其CM 和DM 等效电路的绘制方法如下：

1. CM 的等效电路:

欲求图四EMI 滤波器之CM 等效模型，其步骤如下：

a. 将所有的X 电容消去，如图九所示。

干扰源图九EMI滤波器的CM等效模型之一

b.以接地点为对稱点将电路对折，其等效CM 电感量等于尚未对折电路之电感量，而DM 电感由于并联的关系，其等效电感量为原本的一半，而Y 电容的等效电容并联成尚未对折电路的两倍，LISN 提供的二个50Ω负载并联成25Ω的等效负载，如图十所示。

干扰源图十EMI滤波器的CM等效模型之二

2. DM 等效电路：

欲求图四之EMI 滤波器DM 等效模型推导步骤如下：

a.拿下所有的接地点，简化串联的Y 电容，如图十一。

b.将CM 电感取掉，再将DM 电感放到一边，使其为原来的二倍，如图十二。接着我们决定：

干扰源图十一EMI滤波器的DM等效模型之一

干扰源图十二EMI滤波器的DM等效模型之二

1. CM 部份的衰减度

图十中的CM 噪声若为开关电源，則可以将其等效成一个电流源，如图十三所示。一般而言，我们习惯以电压变数来观察电路的特性，因此我们运用电路理论中的"互易定理"(Reciprocity theorem)将其转换成如图十四所示的电路。由图十四很容易可以看出它是一个二階的LC 滤波器，其衰减度是以40dB/dec的斜率增加的，如图十五所示，其转折频率为：

所以当噪声分离器量到CM 噪声后，便可以决定元件值来计算衰减度以压抑噪声。

图十三CM的等效电路

图十四互易定理后之CM等效电路

2. DM 部份的衰减度

图十三中的DM 噪声若为开关电源，則其等效模型将如图十六所示。其中开

关的切换频率是二倍的市电频率，所以图十二可更详细的表示成图十七。

图十六开关电源DM噪声等效模型

图十七开关电源裝严滤波器之DM噪声等效模型

考虑图十七之差模等效电路，依开关的状态分成开关ON 和OFF 两种型态进行讨论：

1.开关OFF 时：图十七可以化简成图十八之等效电路，我们可以运用电路理论中的"互易定理"将图十八化简成图十九之等效电路，图十八的电流衰减度等于图十九中的反向电压衰减度。由于1/ωCX2远小于ZP(ZP 通常大于10kW)，故ZP可以拿掉，其中100ΩW和CX1对衰减噪声也有作用，可是为了方便起见将它省略掉。开关OFF 时的DM 等效电路如图二十所示，由于此种作法是将原本衰减度60dB/dec 的地方以40dB/dec 来低估，所以严定的元件值会稍大，而其他方面并无影响。

图十八图十七之简化图

图十九图十八之简化图

图二十开关OFF时DM等效电路之简化图

2.开关ON 时：图十七可以化简成图二十一之等效电路，由于1/ωCX1极小于100W，可将100W电阻省略而化简成图二十二之等效电路。由于S Z 很小( S Z <1W)，故将它省略，而1 X C 对衰减噪声也有作用，然而为了方便起見将它省略掉，如图二十三所示。由图3-28 可知它是一个二階的LC 低通滤波器，具有40dB/dec 的衰减能力，结果和图二十相同，最后假设1 X C = 2 X C = DM C ，則不论开关为ON 或OFF的状态，其转折频率均为：

其中：

且具有40dB/dec 的衰减能力。

图二十一图十七之简化图图二十二图二十一之简化图

图二十三开关ON时DM等效电路之简化图

开关电源滤波器设计（四）

五、EMI 滤波器的设计步骤

EMI 滤波器之设计，首先必须获得滤波器所需提供的噪声衰减量，此可利用各种噪声分离器分別量测出待测物在未加任何滤波器元件下之共模和差模原始噪声。接着利用上述所得结果，计算出所需的滤波器元件值，然后将整个设计好的滤波器加在待测物电源输入的最前端，并量测检查此时的噪声是否符合规范。以下就滤波器设计之步骤一一详细作介绍。

1. 量测原始共模和差模噪声：

Noise separator Spectrum analyzer

如图二十四所示为传导性EMI 噪声量测系统的架构，噪声由电源传输阻抗稳定网络(LISN)取出以后，经过噪声分离器(Noise separator)可得到想要的噪声值，便可以频谱分析仪(Spectrum analyzer)来进行量测。

2. 计算衰减量

根据下列式子计算共模滤波器所需提供的噪声衰减量(VATT, CM)dB 及差模滤波器所需提供的噪声衰减量。

其中是指规范值，加上6dB 的主要目的是考虑当共模噪声和差模噪声被衰减至规范标准时，有可能发生相位相同或相位相差180o 而使得火线和中性线之总电压噪声大小超过规范的情況。为了避免这种情形发生，在计算衰减量时可先将标准严定于比规范限制小6dB 之处，亦即使噪声抑制之要求更为严格，以避免滤波后噪声大小仍会超过规范限制。

3. 计算转折频率(Corner frequency)

将從步骤2 所得的共模和差模衰减量与，依其对应于频率的关系分別画在半对数纸上，橫轴单位为Hz纵轴单位为dBuV，如图二十五所示。以共模噪声为例，在对数图中作一條斜率为+40dB/dec 之斜线，将此斜线由规范之最低频率平行往右移动，使其与CM 衰减曲线相切于一点，而且CM衰减曲线完全位于此斜线的下方。此时该斜线会与橫轴相交于一点，此交点所对应之

频率即为共模低通滤波器之转折频率。同理可求得差模低通滤波器之转折

频率。

图25

4. 计算滤波器元件值

滤波器元件之电感、电容值越大，則其对噪声之衰减能力越强，且可达到之转折频率越低，对低频噪声之抑制效果越佳，但相对地必须付出成本、体积增加的代价。由材料特性可知，当电感、电容之值越大时，元件阻抗特性的自共振频率越低，可持续衰减噪声之频率范围相对变窄，因此其值不可无限制增大。考虑电容值对体积的变化率较电感值来得小，而且市售之电容器都有固定之容值，较缺乏弹性，所以在决定共模和差模滤波器的元件值时，我们将优先考虑电容，在安规限制许可下，尽量选用较大的容值。本文所采用的EMI 滤波器架构如图四所示，其中X 电容可滤除DM 噪声，而Y 电容可滤除CM 噪声。

a. 共模滤波器元件(共模电感(LC)、Y 电容(CY))

由于Y 电容是跨接于电力线的两线和地线之间，基于漏电流的限制，Y 电容不能选用太大，以能合乎安规之最大值为主。选取CY 之值后，利用步骤3 所

计算得到的共模转折频率fR,CM，可计算出所需共模电感之值如下：

b. 差模滤波器元件（差模电感(LD)、X 电容(CX1 、CX2)）

Cx1 和Cx2 采用相同的元件值CDM，而此值可由fc, DM 与LD 求得：

其中，可由步骤3 求得，但和为未知数，因此对于元件值的决

定，设计者有相当大的弹性空间可自行决定。若值取的越大，則可取越小之值，反之亦然。但滤波器元件值的选用必须考量滤波器对电路本身所造成的影响，例如稳定性和工作性能等因素。

六、实验实例

以一部市售250W 半桥式电源（规格如表1）为例，设计一个EMI滤波器，使其符合VDE Class B 的规范，图二十六所示为利用差模反射网络（Differential mode rejection network，DMRN）作为噪声分离器的噪声量测系统所量测到未经滤波的CM 噪声频谱，图二十七为DM 噪声频谱，依据前一节的方法，计算出ＣＸ = 0.47μＦ、ＣＹ= 3300ｐＦ、ＬＣ＝3.38ｍＨ、ＬＤ＝18μＨ，利用这些元件值所设计的滤波器如图二十八所示，而经过此滤波器后所量测到的的CM 、DM 噪声频谱如图二十九和图三十所示，显示本文所提的方法可以有效滤除传导性EMI 的噪声干扰。

表1 市售250W 的半桥式电源供应器规格表

图26未滤波的差模干扰频谱图27未滤波的共模干扰频谱

图 28 设计后的滤波器

图29 滤波后的差模频谱图30 滤波后的共模频谱

开关电源适配器测试报告模板

适配器12V/1A测试报告 方案基本参数一览 输入电压90~264Vac （恒压<±1%）输出规格12V/1A 输出纹波29mV@220Vac满载转换效率85.11% @220Vac，满载 待机功耗<110mW 拓扑结构反激式 VDD电压15.48V~26.48V（正常范围）CS波形正常 VDS峰值519V@264Vac<600V FB纹波237mV（正常范围） 其他说明：本测试报告针对XXX12V1A适配器成本优化方案（变压器资料如下图），福大海矽竭诚为客户提供完善到位的服务。 变压器版本：V2（20150831） 1、各绕组绕制参数见下表所示EE19立式骨架 绕序绕 组 线径*根数 脚位圈数套管（L） 绝缘胶带 9.0mm/Ts 绕线方式 进 脚 出 脚 Ts 进出 1 N1 ￠0.19mm*1（2UEW） 2 3 68 加套管 2 N2 ￠0.35mm*2(TEX-E) 三层绝缘线 10 8 21 加套 管 加套 管 3 N3 ￠0.19mm*1（2UEW） 3 1 68 5 N4 ￠0.19mm*1（2UEW） 5 4 28 制作说明： 1. 骨架EE19立式脚距4mm 排距10.3mm PC40磁芯Ae为23mm2 2. 电感量Lp(1→2)=2mH，漏感为Lp的5%以下 3. 初级对次级打3000V AC漏电流<2mA/60s 4. 初级对磁芯打15000V AC漏电流<2mA/60s 5. 次级对磁性打15000V AC漏电流<2mA/60s 6. DC500V绕组与磁芯之间1min大于100mΩ 7. DC500V绕组与绕组之间1min大于100mΩ 注：PIN3、PIN6、PIN7、PIN9需剪脚 版本更新说明： 1、初始版本V1（20150721） 2、版本V2（20150831）调整初次级匝数，次级由飞线改为插脚，去掉铜带屏蔽，去掉磁芯接地（进行成本优化）

EMI电源滤波器原理概述1

9 好的综合性能。泄漏电流的测试电路如下所示： 图10 泄漏电流测试电路 耐压测试：为确保电源滤波器的性能以及设备和人身安全，必须进行滤波器耐压测试。 决定线-线之间耐压性能的关键器件就是差模电容C X ，若C X 电容器的耐压性能欠佳，在出现峰值浪涌电压时，可能被击穿。它的击穿虽然不危及人身安全，但会使滤波器功能丧失或性能下降。 C Y 电容器除了满足接地漏电流的要求外，还在电气和机械性能方面具有足够的安全余量，避免在极端恶劣的环境条件下出现击穿短路现象。故线-地之间的耐压性能对保护人身安全有重要意义，一旦设备或装置的绝缘保护措施失效，可能导致人员伤亡。因此，必须对接地电容（C Y ）进行严格的耐压测试。 根据相关标准要求，开容公司生产的电源滤波器满足如下耐压测试要求： 交流电源滤波器 线-地：1760VAC （1分钟）耐压测试； 线-线：1500VDC （1分钟）耐压测试。 直流电源滤波器 线-地：500VDC （1分钟）耐压测试； 线-线：200VDC （1分钟）耐压测试。 为减小接地阻抗，滤波器应安装在导电金属表面或通过编织接地带与接地点就近相连（图11），避免细长接地导线造成较大的接地阻抗。 图11 滤波器安装时应保证良好接地 （a ）错误接法 （b ）正确接法

10 滤波器应尽量安装在设备的入口/出口处（如图12）。 图12 电源滤波器的安装位置 为避免输入/输出互相耦合，应尽量做到输入/输出隔离，至少严格禁止滤波器输入/输出线的相互交叉、路径平行等（如图13）。若由于位置及空间的限制，无法满足上述要求，则滤波器的输入/输出线必须采用屏蔽线或高频吸收线。 图13 安装使用电源滤波器应注意输入/输出的空间隔离 （a ）错误接法 （b ）正确接法 （ a ）错误接法 （b ）正确接法

开关电源EMI滤波器典型电路

开关电源EMI滤波器典型电路 开关电源EMI滤波器典型电路 开关电源为减小体积、降低成本,单片开关电源一般采用简易式单级EMI滤波器,典型电路图1所示。图（a）与图（b）中的电容器C能滤除串模干扰,区别仅是图（a）将C接在输入端,图（b）则接到输出端。图（c）、（d）所示电路较复杂,抑制干扰的效果更佳。图（c）中的L、C1和C2用来滤除共模干扰,C3和C4滤除串模干扰。R为泄放电阻,可将C3上积累的电荷泄放掉,避免因电荷积累而影响滤波特性;断电后还能使电源的进线端L、N不带电,保证使用的安全性。图（d）则是把共模干扰滤波电容C3和C4接在输出端。 EMI滤波器能有效抑制单片开关电源的电磁干扰。图2中曲线a为加EMI滤波器时开关电源上0.15MHz～30MHz传导噪声的波形（即电磁干扰峰值包络线）。曲线b是插入如图1（d）所示EMI滤波器后的波形,能将电磁干扰衰减50dBμV～70dBμV。显然,这种EMI滤波器的效果更佳。

电磁干扰滤波器电路 电磁干扰滤波器的基本电路如图1所示。该五端器件有两个输入端、两个输出端和一个接地端,使用时外壳应接通大地 。电路中包括共模扼流圈（亦称共模电感）L、滤波电容C1～C4。L对串模干扰不起作用,但当出现共模干扰时,由于两 个线圈的磁通方向相同,经过耦合后总电感量迅速增大,因此对共模信号呈现很大的感抗,使之不易通过,故称作共模扼流 圈。它的两个线圈分别绕在低损耗、高导磁率的铁氧体磁环上,当有电流通过时,两个线圈上的磁场就会互相加强。L的 电感量与EMI滤波器的额定电流I有关,参见表1。需要指出,当额定电流较大时,共模扼流圈的线径也要相应增大,以便能 承受较大的电流。此外,适当增加电感量,可改善低频衰减特性。C1和C2采用薄膜电容器,容量范围大致是0.01μF～0.47μ F,主要用来滤除串模干扰。C3和C4跨接在输出端,并将电容器的中点接地,能有效地抑制共模干扰。C3和C4亦可并联在 输入端,仍选用陶瓷电容,容量范围是2200pF～0.1μF。为减小漏电流,电容量不得超过0.1μF,并且电容器中点应与大地接

开关电源类产品介绍

随着开关电源类产品的日益增多，电磁兼容设计成为开关电源开发过程中至关重要的一个环节，相应的电磁兼容标准也成为开关电源类产品必须满足的性能指标。高频开关电源是严重的电磁干扰源，很多情况下需对其安装EMI电源滤波器。传统的滤波器设计方法计算繁琐、设计过程复杂、研发时间长。为了提高滤波器性能和缩短开发时间，本文针对DC-DC开关电源介绍了一种简单且效果良好的滤波器设计方法。本文在阐述开关电源电磁干扰基本特点的基础上，提出了电源传导加固技术。文中阐述了EMI电源滤波器的基本原理、拓扑结构、设计原则和滤波器件的高频特性，分析了网络理论及其在EMI电源滤波器设计中的应用。本文以某一航空产品中的DC-DC开关电源项目为依托，设计EMI电源滤波器。通过了解开关电源需要满足的电磁兼容标准，测试分析其电磁干扰信号特点，提出滤波器性能指标。利用网络理论设计分析滤波电路，通过编程实现对滤波电路参数的设计。建立滤波器插入损耗仿真模型，编写仿真程序，对设计结果进行分析，最后通过实际测试，验证设计方法的J下确性。同时，在EMI电源滤波器设计的基础上，对滤波器进行了拓展功能的电路设计，主要针对开关动作所引起的浪涌电压。通过讨论应用于EMI电源滤波器中的软磁铁氧体材料的特性，提出了铁氧体磁芯的选择原则和应用方法，同时讨论了主要滤波器件的选择和设计。深入研究EMI电源滤波器在工程设计中的关键技术及滤波器封装技术，并提出封装过程测试方法及工程应用时安装使用应注意的主要问题。 随着开关电源的迅速发展和广泛应用,它们引起的电磁泄露和电磁辐射问题越来越严重。电源EMI滤波器作为开关电源的辅助器件,可以有效地抑制开关电源中的传导干扰。无源元件的高频非理想特性使无源EMI滤波器高频特性变差,而无源元件同样影响有源EMI滤波器的高频特性。因此对EMI滤波器高频特性的研究具有现实意义。对于无源EMI滤波器,本文研究了几种改善自感寄生参数的方法的有效性,分析了元件间的互感耦合和电容的自感寄生参数分别对π型共模滤波器的影响。提出利用部分互感耦合改善电容的自感寄生参数的优化措施。对于有源EMI滤波器,本文分析了一种有源EMI滤波器在分别连接纯电阻、感性和容性负载时的插损,分析了反馈环路中各个模块的作用和影响。最后,对有源EMI滤波器注入环节中的电容进行了改进,改善了它的高频特性。 本文首先介绍了利用傅立叶变换估算开关电源噪声频谱的方法,接着分别论

如何准确计算电源滤波器中的漏电流

如何准确计算电源滤波器中的漏电流 1 引言 在电气设备的正常运行过程中，一部分电流沿着保护接地导体流入大地。这些电流称为漏电流，是用户的一个安全隐患，因此，大多数产品安全标准均对漏电流进行了限制。人们越来越多地使用剩余电流设备或者漏电流断路器，当检测到漏电流过高时，这些设备将断开电源。 电源线路滤波器，或者emc滤波器，通过它们的对地电容器影响设备的总漏电流。当今的技术已使噪声抑制滤波器的使用成为必需，这样，漏电流对于最终用户更为重要。客户经常对漏电流的额定值感到困惑，因为滤波器制造商不使用统一的方法进行计算。因此，采用相同的电路，但是由不同制造商制造的滤波器的漏电流不能直接比较。本文叙述了关于漏电流的基本内容，包括计算和测量方法等。 2 标准中的要求 保护接地器在电气设备出现故障或发生短路时，保护用户不会受到危险接触电压的伤害。为确保此基本功能，对保护接地线上的电流必须加以限制，这是为什么大多数产品安全标准中包含漏电流测量和限制条款的原因。对办公室设备和信息技术设备的产品安全标准en 60950-1进行了相关说明。 尽管都使用漏电流这个术语进行描述，但是标准在实际上对接触电流和保护导体电流进行了区分。接触电流是人在接触电气装置或设备时，流过人体的所有电流。另一方面，保护导体电流是在设备或装置正常运行时，流过保护接地导体的电流。此电流也称为漏电流。 所有电气设备的设计都必须避免产生危及用户的接触电流和保护导体电流。一般来说，接触电流不得超过 3.5ma，采用下文所述的测量方法进行测量。 3.5ma的极限值并不适用于所有设备，因此，在标准中，还对配备工业型电源接线器（b型可插拔设备）和保护接地器的设备进行了补充规定。如果保护接地电流不超过输入电流的5％，那么接触电流可以超过3.5ma。另外，等电位联结导体的最小截面积必须符合en 60950-1的规定。最后，但不是最不重要的，制造商必须在电气设备上附带下述警告标签之一。 “警告！强接触电流。先接地。”；“警告！强漏电流。先接地。” 除了普通的产品安全标准之外，还有关于无源emi滤波器的安全标准。在欧洲，新颁布了en 60939，自2006年1月1日起代替了当时现行的en 133200。然而，此标准没有关于滤波器漏电流的附加要求。美国的emi滤波器标准，ul 1283，与此不同。不仅需要进行所有常规安全试验，还需要确认滤波器的漏电流。在默认情况下，此漏电流不允许超过0.5ma。否则，滤波器必须附带一个安全警告，说明滤波器不适用于住宅区。必须提供接地连接器以防触电，另外滤波器必须连接到接地电源引出线或接头上。 3 漏电流的计算 本节将说明计算漏电流的方法。因为元件存在误差，并且电网（对于三相供电网）的不平衡只能估计，所以实际结果不一定等于测量结果。另一方面，对连续生产的每一个滤波器都进行漏电流测量是不合理的，所以一般来说，制造商提供的漏电流都是根据计算值。 对于所有的计算，磁性元件的寄生元件及保护接地器的阻抗均忽略不计。计算时只考虑滤波器电容的误差。emi 滤波器电容一般用来抑制差模和共模干扰。对于前者，在相位之间，以及相位和中性导体之间，连接有所谓的x电容。对于共模抑制，相位和接地之间采用y电容。 电容器对于频率和电压的依存关系也没有考虑。这对于陶瓷电容器是非常重要的，因为这种电容器会受到电压和频率的明显影响。因此，采用陶瓷电容器的滤波器的漏电流也比计算结果更大。 3.1 三相供电网中的漏电流 要计算三相供电网中的漏电流，需要确定电源中性点mq和负载中性点ml之间的电压。在电源端，是3个相电压ul1、ul2和ul3，与中性点mq相连接。在负载端，是3个阻抗z1、z2和z3，也与一个星形相连接，如图1所示。两个中性点mq和ml通过阻抗zql相连，此阻抗上的压降为uql。

开关电源电路详解图

开关电源电路详解图 一、开关电源的电路组成 开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流滤波电路组成。辅助电路有输入过欠压保护电路、输出过欠压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等。 开关电源的电路组成方框图如下： 二、输入电路的原理及常见电路 1、AC 输入整流滤波电路原理： ①防雷电路：当有雷击，产生高压经电网导入电源时，由MOV1、MOV2、MOV3：F1、F2、F3、FDG1 组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时，其阻值降低，使高压能量消耗在压敏电阻上，若电流过大，F1、F2、F3 会烧毁保护后级电路。 ②输入滤波电路：C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。当电源开启瞬间，要对C5充电，由于瞬间电流大，加RT1（热敏电阻）就能有效的防止浪涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。 ③整流滤波电路：交流电压经BRG1整流后，经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5容量变小，输出的交流纹波将增大。

2、DC 输入滤波电路原理： ①输入滤波电路：C1、L1、C2组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。C3、C4 为安规电容，L2、L3为差模电感。 ② R1、R2、R3、Z1、C6、Q1、Z2、R4、R5、Q2、RT1、C7组成抗浪涌电路。在起机的瞬间，由于C6的存在Q2不导通，电流经RT1构成回路。当C6上的电压充至Z1的稳压值时Q2导通。如果C8漏电或后级电路短路现象，在起机的瞬间电流在RT1上产生的压降增大，Q1导通使Q2没有栅极电压不导通，RT1将会在很短的时间烧毁，以保护后级电路。 三、功率变换电路 1、MOS管的工作原理：目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是MOSFET（MOS管），是利用半导体表面的电声效应进行工作的。也称为表面场效应器件。由于它的栅极处于不导电状态，所以输入电阻可以大大提高，最高可达105欧姆，MOS管是利用栅源电压的大小，来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小。 2、常见的原理图： 3、工作原理： R4、C3、R5、R6、C4、D1、D2组成缓冲器，和开关MOS管并接，使开关管电压应力减少，EMI减少，不发生二次击穿。在开关管Q1关断时，变压器的原边线圈易产生尖

两级式开关电源适配器方案研发之DC-DC极设计

两级式开关电源适配器方案研发之DC-DC极设计 在上一篇文章中，我们分享了一种两级式开关电源适配器的PFC极设计方案，并对其设计原理进行了详细介绍。接下来，我们将会继续就这一笔记本电脑适用的开关电源适配器设计进行简析，并针对其DC-DC极的设计原理和设计思路展开详细介绍，下面就让我们一起来看看吧。 在了解了这一开关电源适配器的PFC级工作原理和电路设计情况之后，接下来我们需要完成的是DC-DC级的设计工作。本方案所设计的双极式电源适配器采用反激式DC-DC变换器，其变压器的损耗较大、温升高，而体积也比较大。为了达到最佳优化目标，我们选择采用两路反激变换器交错并联的方案，这样每个变压器只传输60W的功率，输入电流的有效值小，可有效解决上述问题。为保障效率，我们采用电流断续工作模式，消除输出整流管反向恢复引起的电压尖峰。下图中，图1是交错并联反激变换器的主要波形，输入电流与输出电流均倍频，纹波大大减小，输出的滤波电容可大大减小。 图1 反激变换器交错并联变换器主要波形 在这一笔记本电脑开关电源适配器的方案设计中，为了进一步提高电源适配器的转化效率，减少能耗损失，我们所设计的这一DC-DC级的反激变换器采用具有能量恢复的电流型同步整流技术。

图2 电流型自驱动同步整流与主要波形 上图中，图2给出了的是具有能量恢复的电流型自驱动同步整流电路的原理图及其主要波形图。从图2所给出的电流型自驱动同步整流电路图中我们可以看到，当同步整流管SR有电流流过时，电流从绕组n1的同名端流进，从绕组n3的同名端流出，此时D1导通，有公式Vn3=Vo，Vn2=n2*Vo/n3，使SR开通。而当流过SR的电流为零时，电流互感器磁恢复，磁化电流iLm从绕组n4的同名端流进，此时D1关断，D2导通。此时有公式vn4=-Vo，其中vn2=-n2*Vo/n4，则SR关断。当电流互感器磁恢复完成时，D1、D2均关断，Vn2=0，SR仍然关断。

开关电源EMI滤波器原理与设计研究

开关电源EMI滤波器原理与设计研究

开关电源EMI滤波器原理与设计研究 魏应冬，吴燮华 (浙江大学电气工程学院，浙江杭州 310027） 摘要：在开关电源中，EMI滤波器对共模和差模传导噪声的抑制起着显著的作用。在研究滤波器原理的基础上，探讨了一种对共模、差模信号进行独立分析，分别建模的方法，最后基于此提出了一种EMI滤波器的设计程序。 关键词：开关电源；EMI滤波器；共模；差模 0 引言 高频开关电源由于其在体积、重量、功率密度、效率等方面的诸多优点，已经被广泛地应用于工业、国防、家电产品等各个领域。在开关电源应用于交流电网的场合，整流电路往往导致输入电流的断续，这除了大大降低输入功率因数外，还增加了大量高次谐波。同时，开关电源中功率开关管的高速开关动作（从几十kHz到数MHz），形成了EMI（electromagnetic interference）骚扰源。从已发表的开关电源论文可知，在开关电源中主要存在的干扰形式是传导干扰和近场辐射干扰，传导干扰还会注入电网，干扰接入电网的其他设备。 减少传导干扰的方法有很多，诸如合理铺设地线，采取星型铺地，避免环形地线，尽可能减少公共阻抗；设计合理的缓冲电路；减少电路杂散电容等。除此之外，可以利用EMI滤波器衰减电网与开关电源对彼此的噪声干扰。 EMI骚扰通常难以精确描述，滤波器的设计通常是通过反复迭代，计算制作以求逐步逼近设计要求。本文从EMI滤波原理入手，分别通过对其共模和差模噪声模型的分析，给出实际工作中设计滤波器的方法，并分步骤给出设计实例。 1 EMI滤波器设计原理 在开关电源中，主要的EMI骚扰源是功率半导体器件开关动作产生的d v/d t和d i/d t，因而电磁发射EME(Electromagnetic Emission)通常是宽带的噪声信号，其频率范围从开关工作频率到几MHz。所以，传导型电磁环境（EME）的测量，正如很多国际和国家标准所规定，频率范围在0.15～30MHz。设计EMI滤波器，就是要对开关频率及其高次谐波的噪声给予足够的衰减。基于上述标准，通常情况下只要考虑将频率高于150kHz的EME衰减至合理范围内即可。 在数字信号处理领域普遍认同的低通滤波器概念同样适用于电力电子装置中。简言之，EMI滤波器设计可以理解为要满足以下要求： 1）规定要求的阻带频率和阻带衰减；（满足某一特定频率f stop有需要H stop的衰减）； 2）对电网频率低衰减（满足规定的通带频率和通带低衰减）； 3）低成本。

开关电源设计步骤(精)

开关电源设计步骤 步骤1 确定开关电源的基本参数 ① 交流输入电压最小值u min ② 交流输入电压最大值u max ③ 电网频率F l 开关频率f ④ 输出电压V O （V ）：已知 ⑤ 输出功率P O （W ）：已知 ⑥ 电源效率η：一般取80％ ⑦ 损耗分配系数Z ：Z 表示次级损耗与总损耗的比值，Z=0表示全部损耗发生在初级， Z=1表示发生在次级。一般取Z=0.5 步骤2 根据输出要求，选择反馈电路的类型以及反馈电压V FB 步骤3 根据u ，P O 值确定输入滤波电容C IN 、直流输入电压最小值V Imin ① 令整流桥的响应时间tc=3ms ② 根据u ，查处C IN 值 ③ 得到V imin 步骤4 根据u ，确定V OR 、V B ① 根据u 由表查出V OR 、V B 值 ② 由V B 值来选择TVS 步骤5 根据Vimin 和V OR 来确定最大占空比Dmax V OR D m a x = ×100％ V OR +V I m i n －V D S (O N ) ① 设定MOSFET 的导通电压V DS(ON) ② 应在u=umin 时确定Dmax 值，Dmax 随u 升高而减小 步骤6 确定C IN ,V Imin 值

步骤7 确定初级波形的参数 ① 输入电流的平均值I A VG P O I A VG= ηV Imin ② 初级峰值电流I P I A VG I P = (1－0.5K RP )×Dmax ③ 初级脉动电流I R ④ 初级有效值电流I RMS I RMS =I P √D max ×(K RP 2/3－K RP +1) 步骤8 根据电子数据表和所需I P 值 选择TOPSwitch 芯片 ① 考虑电流热效应会使25℃下定义的极限电流降低10％，所选芯片的极限电流最小值 I LIMIT(min)应满足：0.9 I LIMIT(min)≥I P 步骤9和10 计算芯片结温Tj ① 按下式结算： Tj ＝[I 2RMS ×R DS(ON)+1/2×C XT ×(V Imax +V OR ) 2 f ]×R θ＋25℃ 式中C XT 是漏极电路结点的等效电容，即高频变压器初级绕组分布电容 ② 如果Tj ＞100℃，应选功率较大的芯片 步骤11 验算I P IP=0.9I LIMIT(min) ① 输入新的K RP 且从最小值开始迭代，直到K RP =1 ② 检查I P 值是否符合要求 ③ 迭代K RP =1或I P =0.9I LIMIT(min) 步骤12 计算高频变压器初级电感量L P ，L P 单位为μH 106P O Z(1－η)+ η L P = × I 2P ×K RP (1－K RP /2)f η 步骤13 选择变压器所使用的磁芯和骨架，查出以下参数： ① 磁芯有效横截面积Sj （cm 2），即有效磁通面积。 ② 磁芯的有效磁路长度l （cm ） ③ 磁芯在不留间隙时与匝数相关的等效电感AL(μH/匝2) ④ 骨架宽带b （mm ） 步骤14 为初级层数d 和次级绕组匝数Ns 赋值 ① 开始时取d ＝2（在整个迭代中使1≤d ≤2） ② 取Ns=1(100V/115V 交流输入)，或Ns=0.6(220V 或宽范围交流输入) ③ Ns=0.6×(V O +V F1) ④ 在使用公式计算时可能需要迭代 步骤15 计算初级绕组匝数Np 和反馈绕组匝数N F ① 设定输出整流管正向压降V F1 ② 设定反馈电路整流管正向压降V F2 ③ 计算N P

开关电源EMI滤波器的正确选择与使用

开关电源ＥＭＩ滤波器的正确选择与使用 １插入损耗和滤波电路的选择 在用户选择滤波器时，最关心插入损耗性能。但是，往往插入损耗相近的滤波器，在实际运用中效果相差甚远。究其主要原因是，相近插入损耗的滤波器可由不同的电路实现。这和理论分析是吻合的，因为插入损耗本身是个多解函数。 所以，选择滤波器时首先应选择适合你所用的滤波电路和插入损耗性能。要做到这一点，就要求了解所使用电源的等效噪声源阻抗和所需要对噪声的抑制能力。这符合“知己知彼，百战百殆”的客观规律。 那么滤波电路和电源等效噪声之间存在什么样的关系呢？ 众所周知，ＥＭＩ滤波器是由Ｌ、Ｃ构成的低通器件。为了在阻带内获得最大衰减，滤波器输入端和输出端的阻抗需与之连接的噪声源阻抗相反，即对低阻抗噪声源，滤波器需为高阻抗（大的串联电感）；对高阻抗噪声源，滤波器就需为低阻抗（大的并联电容）。对于ＥＭＩ滤波器，这些原则应用于共模和差模中。 如按此原则选用的滤波器，在实际运用中仍存在效果相差很多的现象，特别发生在重载和满载的情况下。造成这一问题的主要原因可能是滤波器中的电感器件在重载和满载时，产生饱和现象，致使电感量迅速下降，导致插入损耗性能大大变坏。其中尤以有差模电感的滤波器为多。因差模电感要流过电源火线或零线中的全部工作电流，如果差模电感设计不当，电流一大，就很容易饱和。当然也不排除共模扼流圈，因生产工艺水平较差，两个绕组不对称，造成在重载或满载时产生磁饱和的可能。 图1 共模滤波器模型 1.1.2差模滤波电路 由于开关电源的开关频率谐波噪声源阻抗为低阻抗，所以与之相对应的滤波器输出端应是高阻抗串联大电感ＬＤＭ。 ＡＣ电网火线和零线之间是低阻抗，所以与之对应的滤波器输入端也应是高阻抗串联大电感ＬＤＭ。如果想再进一步抑制差模噪声，可以在滤波器输入端并接线间电容ＣＸ１，条件是它的阻抗要比ＡＣ电网火线、零线之间的阻抗还要低得多。 开关电源工频谐波噪声源阻抗是高阻抗，所以与之相对应的滤波器输出端应是低阻抗并联大电容ＣＸ２。 合成的差模滤波电路参见图２。 最后，完整的共、差模滤波电路参见图３。

电源开关适配器检验标准及规范

电源开关适配器检验标准及规范

————————————————————————————————作者：————————————————————————————————日期：

4.1电气特性： 4.1.1输入特性: 输入电压范围90Vac～264Vac 额定输入电压220Vac 输入频率范围47Hz～63Hz 额定频率50Hz 满载输入电流≤0.6A（一般在输入电压下限、输出负载为满载时的输入电流为最大输入电流） 电源转换效率≥70%(电源效率等于输出功率与输入功率的百分比) 浪涌电流冷态启动电流(25℃,220Vac,满负载)： 1.0W＜Pout≤15W：≤30A 2.15W＜Pout＜60W：≤50A 3.Pout≥60W ：≤60A 待机损耗在额定输入电压范围内，输出空载时的输入功率： 1. 0W＜Pout≤15W：0.3W 2.50W≤Pout＜75W ：0.5W 4.1.2输出特性: 输出额定电压依我司硬件设计部要求 输出电压范围1.±0.3V(Output Volt:＜5.0V) 2.±5%(5.0V≤Output Volt: ≤24V) 3.+4%/-6%(Output Volt:＞24V) 额定电流依我司硬件设计部要求 输出电压纹波及噪声1.说明：电源的功能是将交流电转换为直流电，但事实上，输出的直流电并不是一条纯净的直线，而是依附着一些周期性和随机性的交流信号，我们称之为纹波和杂讯，它们的数量一般都很小，用毫伏表示。2.测试方法：20MHZ带寛，示波器探头并接一个0.1uF 陶瓷电容和一个10uF电解电容。 3.规格： 3-1.≤60mV (Output volt.: ≤6.0V) 3-2.≤Vout*1% (Output volt.: ＞6.0V&≤20.0V) 3-3.≤200mV (Output volt.: ＞20.0V) 输出电流纹波额定电流负载下电流纹波最大值不超过100mA（输入电压：90—264Vac）。 过（欠）冲 1.在电源开启或关闭的时候,最大过（欠）冲±5%。 启动延迟时间1.说明：启动时间指适配器在输出接最大负载下，输入电源开启时刻到输出电压上升到规格下限值（或额定输出电压的90%）时的这段时间。 2.规格：输入220Vac和输出最大负载时,最大启动时间为1S 电压上升时间1.说明：电源开机，输出电压从10%标称值上升到95%标称值的时间 2.规格：当在输入220Vac和输出最大负载时,最大上升时间为20mS 掉电保持时间1.说明：电源满载时从切断输入电源起到输出电压下降到稳压范围外（一般为输出电压范围的下限值）时的时间。 2.规格：220Vac输入时大于或等于20mS

三相有源电力滤波器的设计

三相有源电力滤波器的设计 摘要：随着现代社会经济的不断发展，推动了电力行业的进一步发展，电子装置亦被广泛应用，至此大量谐波及无功电流被用于电网中，但随之而来的是极大的污染，电能质量问题亦显得十分严重。有源电力滤波器可有效补偿电力系统谐波及其无功功率，此装置控制具备良好的实时性及准确性，这亦是实现有效补偿的重要内容。三相有源电力滤波器是以模拟逻辑方式消除电网谐波，从而实时检测电网中的非线性负载电流波形，再将动态滤波、动态无功功率集于一体，其使用性能良好，影响速度极快，滤波涵盖范围亦是非常广泛，实际应用效率高，工作时并不受系统参数的影响。本文探讨了三相有源电力滤波器的设计，并提出了实用性应用措施，为三相有源电力滤波器设计提供参考依据。 关键词：三相有源；电力滤波器；滤波器设计 三相有源电力滤波器可实时滤除谐波，及时消除非线性负载中的谐波电流，亦或者是消除电网侧产生的谐波电流，从而有效降低系统电压畸变率；并可实现动态无功补偿，能够及时发出容性无功亦或感性无功，可有效改善系统的功率因数；可达到降耗节能的目的，有效降低线路损耗与变压器损耗，能够有效缓解设备发热的问题，同时延长设备应用时间，并确保电力系统运行稳定可靠。三相有源电力滤波器对现代电力系统发展有着极大现实意义，但三相有源电力滤波器设计水平偏低，因此探讨三相有源电力滤波器设计，对电力系统有效运行有着极大现实意义。 一、三相有源电力滤波器简论 1、有源电力滤波器 电力电子设备及非线性负载现已被广泛应用，这时的谐波电流及无功电流被大量注进电网，从而威胁着电网及电气设备的运行及其正常使用。有源电力滤波器为动态抑制谐波及补偿无功的设备装置，此类电力电子设备可对频率及大小变化谐波、无功等有效补偿，其为十

开关电源中常用EMI滤波器

摘要：开关电源中常用EMI滤波器抑制共模干扰和差模干扰。三端电容器在抑制开关电源高频干扰方面有良好性能。文中在开关电源一般性能EMI滤波器电路结构基础上，给出了使用三端电容器抑制高频噪声的滤波器结构。并使用PSpice软件对插入损耗进行仿真，给出了仿真结果。 1 开关电源特点及噪声产生原因 随着电子技术的高速发展，电子设备种类日益增多，而任何电子设备都离不开稳定可靠的电源，因此对电源的要求也越来越高。开关电源以其高效率、低发热量、稳定性好、体积小、重量轻、利于环境保护等优点，近年来取得快速发展，应用领域不断扩大。开关电源工作在高频开关状态，本身就会对供电设备产生干扰，危害其正常工作；而外部干扰同样会影响其正常工作。 开关电源干扰主要来源于工频电流的整流波形和开关操作波形。这些波形的电流泄漏到输入部位就成为传导噪声和辐射噪声，泄漏到输出部位就形成了波纹问题。考虑到电磁兼容性的有关要求，应采用EMI电源滤波器来抑制开关电源上的干扰。文中主要研究的是开关电源输入端的EMI滤波器。 2 EMI滤波器的结构 开关电源输入端采用的EMI滤波器是一种双向滤波器，是由电容和电感构成的低通滤波器，既能抑制从交流电源线上引入的外部电磁干扰，还可以避免本身设备向外部发出噪声干扰。开关电源的干扰分为差模干扰和共模干扰，在线路中的传导干扰信号，均可用差模和共模信号来表示。差模干扰是火线与零线之间产生的干扰，共模干扰是火线或零线与地线之间产生的干扰。抑制差模干扰信号和共模干扰信号普遍有效的方法就是在开关电源输入电路中加装电磁干扰滤波器。EMI滤波器的电路结构包括共模扼流圈(共模电感)L，差模电容Cx和共模电容Cy。共模扼流圈是在一个磁环(闭磁路)的上下两个半环上，分别绕制相同匝数但绕向相反的线圈。两个线圈的磁通方向一致，共模干扰出现时，总电感迅速增大产生很大的感抗，从而可以抑制共模干扰，而对差模干扰不起作用。为了更好地抑制共模噪声； 共模扼流圈应选用磁导率高，高频性能好的磁芯。共模扼流圈的电感值与额定电流有关。差模电容Cx通常选用金属膜电容，取值范围一般在0．1～1μF。Cy用于抑制较高频率的共模干扰信号，取值范围一般为2200～6800 pF。常选

EMI滤波器电路原理及设计

EMI滤波器电路原理及设计 引言 开关电源以其体积小、重量轻、效率高等优点被广泛应用于电力电子设备系统中，但是开关电源易受到电磁干扰，产生误动作，且本身的高频信号也会引起大量的噪声，会污染电网环境，干扰同一电网其他电子设备的正常工作。这样就对EMC提出了更高的要求指标。 分类： 开关电源中的电磁干扰（EMI）主要有传导干扰和辐射干扰。通过正确的屏蔽和接地系统设计可以得到有效的控制，对于传导干扰来说，加装EMI滤波器，是一种比较经济有效的措施，辐射干扰的抑制可以通过加装变压器屏蔽铜片。 EMI滤波器介绍 开关电源与交流电网相连，尽管开关电源是一个单端口网络，但具有相线（L），零线（N），地线（E）的开关电源实际上形成了两个AC端口，所以噪声源在实际分析中可以将其分解为共模和差模噪声源。火线（L）与零线（N）之间的干扰叫做差模干扰（属于对称性干扰），火线（L）与地线（E）之间的干扰叫做共模干扰（非对称性干扰）。在一般情况下，差模干扰幅度小、频率低、所造成的干扰较小；共模干扰幅度大、频率高，还可以通过导线产生辐射，所造成的干扰较大。 开关电源的EMI干扰源集中体现在功率开关管、整流二极管、高频变压器等，外部环境对开关电源的干扰主要来自电网的抖动、雷击、外界辐射等。 1.开关电源的EMI干扰源 开关电源的EMI干扰源集中体现在功率开关管、整流二极管、高频变压器等，外部环境对开关电源的干扰主要来自电网的抖动、雷击、外界辐射等。 （1）功率开关管 功率开关管工作在On-O ff快速循环转换的状态，dv/dt和di/dt都在急剧变换，因此，功率开关管既是电场耦合的主要干扰源，也是磁场耦合的主要干扰源。 （2）高频变压器 高频变压器的EMI来源集中体现在漏感对应的di/dt快速循环变换，因此高频变压器是磁场耦合的重要干扰源。 （3）整流二极管 整流二极管的EMI来源集中体现在反向恢复特性上，反向恢复电流的断续点会在电感（引线电感、杂散电感等）产生高 dv/dt，从而导致强电磁干扰。 （4）PCB 准确的说，PCB是上述干扰源的耦合通道，PCB的优劣，直接对应着对上述EMI源抑制的好坏。

解析三相不控整流器输入LC滤波器(精)

解析三相不控整流器输入LC 滤波器 1引言 随着相关技术的不断进步，交-直-交变频器技术得到了长足发展，变频器-电动机传动系统广泛应用在各行各业，其中由于单相供电的局限性，目前较大功率的变频空调等电器均采用三相交流电源供电。由于传统交-直-交变频器的前级ac-dc 变换器为不控二极管整流桥，众所周知，只要对于三相供电系统采用不控整流桥，后级为任何电路型式，对于电网而言，传统交-直-交变频器均为非线性负载，即网侧电流含有大量的低次和较高次谐波电流，造成输入功率因数降低和电流thd 增高，不符合谐波电流发射限度标准：iec61000-3-2和iec61000-3-12。谐波电流的危害不言而喻，为此必须采取谐波电流抑制措施。对于三相供电的传统交直-交-变频器系统，除了改善输入电流波形和减少基波功率因数角外，另一项重要的目标是维持直流电压相对负载的硬度，即要有较高的负载调整率，还要有较高的平均值和较低的纹波电压峰峰值，以便提高后级器-电动机系统的恒转矩范围，提升输出功率等级。 到目前为止，出现了非常多的滤波原理和滤波方法，对谐波源的分析也较为深入。常用方法包括无源滤波、有源滤波以及混合滤波，又可以划分为调谐的滤波器、高通滤波法、各种有源电力滤波器法、各种三相可控、各种无源电力滤波器，等等。对于有源滤波或校正技术，虽然滤波或校正效果好，但技术复杂，成本较高，在某些场合和一定的阶段时期不适于推广应用。无源滤波技术发展最早，在抑制设备谐波方面效果较好，好的无源滤波方式，不仅可以抑制谐波电流，还具有无功补偿作用。据了解目前三相交流电压供电的商用变频空调尚未采用三相有源 pfc ，仍然采用lcl 滤波方式，生产机型全部出口欧洲国家。对三相供电的交直交变频器，目前已经出现了大量不同的无源滤波技术，如单级lc 滤波器、多级lc 滤波器、多种3次谐波注入的滤波器、变压器耦合滤波器、电感耦合滤波器等。本文旨在针对性价比高的单级lc 滤波器-整流桥-电阻负载系统进行理论分析、分析和实验测试，确定最佳lc 滤波器设计方法，同时解决单级lc 滤波器的几个关键问题，

EMI滤波器应用设计原理

EMI滤波器设计原理 高频开关电源由于其在体积、重量、功率密度、效率等方面的诸多优点，已经被广泛地应用于工业、国防、家电产品等各个领域。在开关电源应用于交流电网的场合，整流电路往往导致输入电流的断续，这除了大大降低输入功率因数外，还增加了大量高次谐波。同时，开关电源中功率开关管的高速开关动作（从几十kHz到数MHz），形成了EMI（electromagnetic interference）骚扰源。从已发表的开关电源论文可知，在开关电源中主要存在的干扰形式是传导干扰和近场辐射干扰，传导干扰还会注入电网，干扰接入电网的其他设备。 减少传导干扰的方法有很多，诸如合理铺设地线，采取星型铺地，避免环形地线，尽可能减少公共阻抗；设计合理的缓冲电路；减少电路杂散电容等。除此之外，可以利用EMI滤波器衰减电网与开关电源对彼此的噪声干扰。 EMI骚扰通常难以精确描述，滤波器的设计通常是通过反复迭代，计算制作以求逐步逼近设计要求。本文从EMI滤波原理入手，分别通过对其共模和差模噪声模型的分析，给出实际工作中设计滤波器的方法，并分步骤给出设计实例。 1 EMI滤波器设计原理 在开关电源中，主要的EMI骚扰源是功率半导体器件开关动作产生的d v/d t 和d i/d t，因而电磁发射EME(Electromagnetic Emission)通常是宽带的噪声信号，其频率范围从开关工作频率到几MHz。所以，传导型电磁环境（EME）的测量，正如很多国际和国家标准所规定，频率范围在0.15～30MHz。设计EMI滤波器，就是要对开关频率及其高次谐波的噪声给予足够的衰减。基于上述标准，通常情况下只要考虑将频率高于150kHz的EME衰减至合理范围内即可。 在数字信号处理领域普遍认同的低通滤波器概念同样适用于电力电子装置中。简言之，EMI滤波器设计可以理解为要满足以下要求： 1）规定要求的阻带频率和阻带衰减；（满足某一特定频率f stop有需要H stop 的衰减）； 2）对电网频率低衰减（满足规定的通带频率和通带低衰减）； 3）低成本。 1.1 常用低通滤波器模型 EMI滤波器通常置于开关电源与电网相连的前端,是由串联电抗器和并联电容器组成的低通滤波器。如图1所示，噪声源等效阻抗为Z source、电网等效阻抗为Z sink。滤波器指标（f stop和H stop）可以由一阶、二阶或三阶低通滤波器实现，滤波器传递函数的计算通常在高频下近似，也就是说对于n阶滤波器，忽略所有ωk相关项（当k

开关电源适配器的制作流程

开关电源适配器的制作流程(1) 开关电源适配器的设计与制作要从主电路开始，其中功率变换电路是开关电源适配器的核心。功率变换电路的结构也称开关电源拓扑结构，该结构有多种类型。拓扑结构也决定了与之配套的PWM控制器和输出整流/滤波电路。下面介绍开关电源适配器设计与制作的一般流程。 1. 确定电路的结构 无论是AC/DC开关电源还是DC/DC开关电源，其核心都是DC/DC变换器。因此，开关电源适配器的电路结构就是指DC/DC变换器的结构。开关电源中常用的DC/DC变换器拓扑结构如下： a) 降压式变换器（Buck Converter），亦称降压式稳压器。 b) 升压式变换器（Boost Converter），亦称升压式稳压器。 c) 反激式(亦称回扫式)变换器（Flyback Converter）。 d) 正激式变换器（Forward Converter）。 e) 半桥式变换器（Half Bridge Converter）。 f) 全桥式变换器（Full Bridge Converter）。 g) 推挽式变换器（Push-pull Converter）。 降压式变换器和升压式变换器主要用于输入、输出不需要隔离的DC/DC开关电源中；反激式变换器主要用于输入、输出需要隔离的小功率AC/DC或DC/DC开关电源中；正激式变换器主要用于输入、输出需要隔离的较大功率AC/DC或DC/DC开关电源中；半桥式变换器和全桥式变换器主要用于输入、输出需要隔离的大功率AC/DC或DC/DC开关电源中，其中全桥式变换器能够提供比半桥式变换器更大的输出功率；推挽式变换器主要用于输入/输出需要隔离的较低输入电压的DC/DC或DC/AC开关电源中。 降压式变换器的输出电压低于输入电压，升压式变换器的输出电压大于输入电压。在反激式、正激式、半桥式、全桥式和推挽式等具有隔离变压器的DC/DC变换器中，可以通过调节高频变压器的一、二次匝数比，很方便地实现电源的降压、升压和极性变换。此类变换器既可以是升压型，也可以是降压型，还可以是极性变换型。在设计开关电源适配器时，首先要根据输入电压、输出电压、输出电流的大小，以及是否需要电气隔离，来选择合适的电路结构。 2. 选择控制电路 开关电源适配器是通过控制功率MOS场效应管或功率晶体管的导通与关断时间来实现电压变换的，其控制方式主要有脉冲宽度调制、脉冲频率调制和混合调制三种。脉冲宽度调制方式，简称脉宽调制（英文Pulse Width Modulation,缩写PWM）；脉冲频率调制方式，简称脉频调制（英文Pulse Frequency Modulation,缩写PFM）；混合调制方式，是脉冲宽度和开关频率均不固定，彼此都能改变的方式。 PWM方式，具有固定的开关频率，通过改变脉冲宽度来调节占空比，因此开关周期也是固定的，这就为设计滤波电路提供了方便，所以应用最为普遍。目前，开关电源适配器大多采用此方式。为便于开关电源厂家的设计，众多IC厂家将PWM控制器设计成集成电路，以方便电源工厂选择。在早期的电源适配器产品中，我们常用的PWM控制器如下： a) 自激振荡型RCC控制电路。 b) TL494电压型PWM控制电路。 c) SG3525电压型PWM控制电路。 d) UC3842电流型PWM控制电路。 e) TOPSwitch-II系列的PWM控制电路。 f) TinySwitch系列的PWM控制电路。 自激振荡型RCC控制电路通过启动电阻，利用高频变压器的正反馈绕组实现功率开关管的饱和导通，利用功率管的退饱和特性实现功率开关晶体管的关断。通过控制功率开关管基极电流大小实现脉冲宽度调制。具有结构简单、成本低廉的特点，适合在小功率的反激式开关电源适配器中应用，例如各种电器设备的待机电源、手机充电器等。

开关电源变压器参数设计步骤详解

开关电源高频变压器设计步骤 步骤1确定开关电源的基本参数 1交流输入电压最小值u min 2交流输入电压最大值u max 3电网频率F l开关频率f 4输出电压V O（V）：已知 5输出功率P O（W）：已知 6电源效率η：一般取80％ 7损耗分配系数Z：Z表示次级损耗与总损耗的比值，Z=0表示全部损耗发生在初级，Z=1表示发生在次级。一般取Z=0.5 步骤2根据输出要求，选择反馈电路的类型以及反馈电压V FB 步骤3根据u，P O值确定输入滤波电容C IN、直流输入电压最小值V Imin 1令整流桥的响应时间tc=3ms 2根据u，查处C IN值 3得到V imin 确定C IN,V Imin值 u(V)P O(W)比例系数(μF/W)C IN(μF)V Imin(V) 固定输 已知2~3(2~3)×P O≥90 入:100/115 步骤4根据u，确通用输入:85~265已知2~3(2~3)×P O≥90 定V OR、V B 固定输入:230±35已知1P O≥240 1根据u由表查出V OR、V B值

2 由V B 值来选择TVS 步骤5根据Vimin 和V OR 来确定最大占空比 Dmax V OR Dmax= ×100％ V OR +V Imin －V DS(ON) 1设定MOSFET 的导通电压V DS(ON) 2 应在u=umin 时确定Dmax 值，Dmax 随u 升高而减小 步骤6确定初级纹波电流I R 与初级峰值电流I P 的比值K RP ，K RP =I R /I P u(V) K RP 最小值(连续模式)最大值(不连续模式) 固定输入:100/1150.41通用输入:85~2650.441固定输入:230±35 0.6 1 步骤7确定初级波形的参数 ①输入电流的平均值I AVG P O I A VG= ηV Imin ②初级峰值电流I P I A VG I P = (1－0.5K RP )×Dmax ③初级脉动电流I R u(V) 初级感应电压V OR (V)钳位二极管反向击穿电压V B (V) 固定输入:100/115 6090通用输入:85~265135200固定输入:230±35 135 200