Delta变换型UPS的控制策略及仿真研究
不间断供电电源（ＵＰＳ）具有稳压、
稳频、抗干扰、防止浪涌等功能，更为重要的是当电网停止供电时，ＵＰＳ还可以对负载进行短时供电。因此，ＵＰＳ日益成为重要负载设备必不可少的配套设施［１］。Ｄｅｌｔａ逆变技术［２］是一项产生于２０世纪末的新技术，它真正的技术属性是电力调节设备中的串并联电路结构。
１电路结构
Ｄｅｌｔａ变换型ＵＰＳ（如图１所示）的结构［３］
主要是由串联补偿变压器、Ｄｅｌｔａ变换器、主变换器、主静态开关、旁路开关以及蓄电池组等部分构成。Ｄｅｌｔａ变
换器通过串联补偿变压器接在电路的输入端对市电输入量进行连续的监视和补偿；主变换器在电路的输出端与负载并联，对输出量进行连续的监视和补偿，和传统ＵＰＳ相比是一种双在线调整。
Ｄｅｌｔａ变换型ＵＰＳ技术具有以下优点：负载从并联主变换器的输出获得电压且电压稳定；串联Ｄｅｌｔａ
变换器只对市电输入电压与标准额定电压之间的差值进行调整和补偿，Ｄｅｌｔａ变换型ＵＰＳ的整机效率高（市电电压波动的范围在±１５％，所以ＵＰＳ工作时承担的功率小，最大时也仅为系统输出功率的２０％）；功率余量大，能有效实现高功率因数和小谐波电流。
２工作原理
Ｄｅｌｔａ变换型ＵＰＳ的电路是一种串并联调整结构（如图２所示三相Ｄｅｌｔａ变换型ＵＰＳ主电路框图）：Ｄｅｌｔａ变换器主要是由Ｄ１～Ｄ６组成可双向四象限工作的三相半桥式高频ＰＷＭ变换器，其输出通过电
感（Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３）、串联补偿变压器（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３）和负载串
联连接而形成串联调整。主变换器也是可双向四象
限工作的三相半桥式结构，主要由Ｍ１～Ｍ６组成，通过其ＬＦ２、ＣＦ２直接与负载并联从而形成并联调整。三相市电电压输入为ｕａ、ｕｂ、ｕｃ，蓄电池电压为Ｅｂ，直流侧电压为Ｕｄｃ。
２．１电压补偿工作原理
以图３所示说明市电电压波动补偿原理［４］。如图３（ａ）所示市电输入电压ｕｉ升高，Ｄｅｌｔａ变换器应在其串联补偿变压器的副边侧产生一个负补偿电压ｕｃ，以对市电电压进行负补偿，保持负载电压ｕＬ稳定为标准参考电压ｕｒ不变。
－ｕｃ＝－（ｕｉ－ｕｒ）ｕＬ＝ｕｉ－ｕｃ＝ｕｒ
（１）由于市电电压ｕｉ的升高，使ＵＰＳ电路中Ａ点电压上升，主变换器的控制电路为保持负载电压不变，就会调节主变换器使其输出电压ｕＭ降低。其后果是使ｕＬ＞ｕＭ，并迫使主变换器工作在整流状态向蓄电池充电，直流电压Ｕｄｃ上升并与直流参考电压Ｕｄｃｒ比较产生出ΔＵｄｃ，作为反馈信号控制Ｄｅｌｔａ变换器，使其在输出变压器的副边产生一个负补偿电压ｕｃ。设串联补偿变压器副边绕组阻抗为Ｚ，市电输出电流ｉ与市电电压同相位，则Ｚｉ与ｕｉ方向相反，补偿电压ｕｃ也与ｕｉ方向相反。当Ｕｄｃ上升到某一值时，主变换器输出电压上升到稍大于负载电压ｕＬ时，主变换器由整流状态变换到逆变状态。此时，Ｄｅｌｔａ变换器吸收功率，主变换器输出功率。当吸收功率等于输出功率时，达到平衡。市电电压低于参考电压的补偿原
理相同，电流流向及补偿电压方向均如图３（ｂ）所示。
图１Ｄｅｌｔａ变换型ＵＰＳ结构图
Ｆｉｇ．１ＳｔｒｕｃｔｕｒｅｏｆＤｅｌｔａ－ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎｔｙｐｅＵＰＳ
主静态开关
串联补偿变压器
负载
市电电源
主变换器Ｄｅｌｔａ
变换器
蓄电池组
旁路开关Delta 变换型ＵＰＳ的控制策略及仿真研究
刘维罡，沈颂华
（北京航空航天大学自动化科学与电气工程学院，北京１０００８３）
摘要：简单介绍了三相Ｄｅｌｔａ变换型不间断供电电源（ＵＰＳ）的结构组成和其区别于传统在线式ＵＰＳ的优点。依据ＵＰＳ系统的电压补偿工作原理和功率因数校正工作原理，详细分析了串联Ｄｅｌｔａ变换器和并联主变换器的工作状态及其在ＵＰＳ系统中的重要作用。基于同步旋转坐标系下的ｄ－ｑ变换法，对电流增量和不对称有畸变的市电电压进行检测。进而详细研究了正弦脉宽调制（ＳＰＷＭ）控制器的控制策略，Ｄｅｌｔａ变换器和主变换器分别受控为标准正弦波电流源和标准正弦波电压源。最后，通过详细分析系统特性仿真结果，验证了Ｄｅｌｔａ变换型ＵＰＳ整机运行方式，证明了该控制策略的可行性。
关键词：Ｄｅｌｔａ逆变技术；ＵＰＳ；主变换器；Ｄｅｌｔａ变换器
中图分类号：ＴＭ４６４
文献标识码：Ａ文章编号：１００６－６０４７（２００７）０４－００１４－０５收稿日期：２００６－０７－２６；修回日期：２００６－１１－１６
电力自动化设备
ＥｌｅｃｔｒｉｃＰｏｗｅｒＡｕｔｏｍａｔｉｏｎＥｑｕｉｐｍｅｎｔ
Ｖｏｌ．２７Ｎｏ．４Ａｐｒ．２００７
第２７卷第４期２００７年４月
图４功率因数校正原理图
Ｆｉｇ．４Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆｐｏｗｅｒｆａｃｔｏｒ
ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ
Ｕｉ
Ｕｉ＋ｎＥｂ
ＰＦＣ
控制
Ｕｉ－ｎＥｂ
电流反馈
电压转换
电压反馈
Ｌ
Ｕｏ
市电
ＳＣ
２．２
功率因数校正工作原理［５］
高频双向Ｄｅｌｔａ变换器串联在主电路中，相当于一个标准正弦波电流源，主要起有功补偿和谐波隔离作用，是一个典型的功率因数校正电路。用开关Ｓ模拟Ｄｅｌｔａ变换器的正弦脉宽调制（ＳＰＷＭ）开关动作方式，则图４所示电路可等效Ｄｅｌｔａ变换器功率因数校正原理图。
ａ．开关Ｓ工作周期为Ｔ，Ｓ接通时Ｄｅｌｔａ变换器输出功率，接通时间为ｔｏｎ；Ｓ断开时变换器吸收功率，断开时间为ｔｏｆｆ。
ｂ．由于Ｓ的工作周期远小于２０ｍｓ，所以可近似在直流状态下对图４所示电路进行分析。
ｃ．由于Ｓ的工作周期远小于由电感和电容组成
的时间常数，所以可近似认为电感的充放电电流是线性的。
输出电压Ｕｏ等于输入电压Ｕｉ加上一个增量电压ΔＵ：
ΔＵ＝ｎＥｂ（ｔｏｎ－ｔｏｆｆ）／Ｔ
（２）其中，电池电压Ｅｂ和变压器匝比ｎ的乘积成正比，ｎ、Ｅｂ、Ｔ都是常数，而ｔｏｎ和ｔｏｆｆ的相对变化是符合正弦函数规律的波形，所以在一个周期中ΔＵ也是正弦波形，与输入电压Ｕｉ叠加后，输出电压Ｕｏ也是正弦波。
Ｄｅｌｔａ变换器的工作周期也是固定不变的，ｔｏｎ和ｔｏｆｆ的相对变化只与电池电压Ｅｂ有关。因此，在稳态情况下，输入电流ｉ（ｔ）的变化规律只与输入电压有关，在输入电压Ｕｉ波形按正弦规律变化时，其输入电流ｉ（ｔ）也发生相应变化，使其成为与输入电压Ｕｉ完全相同的正弦波。
３
控制策略
３．１
电压和电流增量检测方法
ｄ－ｑ变换法是将静止坐标系中的相量变换到以
图２三相Ｄｅｌｔａ变换型ＵＰＳ主电路框图
Ｆｉｇ．２ＭａｉｎｃｉｒｃｕｉｔｏｆＤｅｌｔａ－ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎｔｙｐｅＵＰＳ
－＋－
＋
－＋
ｕａ
ｉａ
ｕｂｉｃ
ｕｃ
ｉｂＴ１
Ｔ２
Ｔ３
ＬＦ１ＣＦ１
ＬＦ１
ＬＦ１
ＣＦ１ＣＦ１
ＣＦ２
ＣＦ２
ＣＦ２
Ｌ１
Ｌ２
Ｌ３
ｉＤ１ｉＤ２
ｉＤ３
ＬＦ２
ＬＦ２
ＬＦ２
ｉＭ１
ｉＭ２
ｉＭ３
Ｄ１Ｄ３Ｄ５Ｍ１
Ｍ３Ｍ５ＵｄｃＥｂ蓄电池组
Ｄ４
Ｄ６
Ｄ２
Ｍ４
Ｍ６
Ｍ２
Ｃ３
ｉａＬｉｂＬｉｃＬ
负载
－
＋Ｄｅｌｔａ变换器
主变换器
（ａ）ｕｉ＞ｕｒ
主变换器
Ｄｅｌｔａ
变换器
Ｃｄ１Ｃｄ２
ｕｉ＞ｕｒＺｉ－ｕｃｉＴｒ
市电
ｉＬ
Ａｉｃ
ｕＬ＝ｕｒ
负载
Ｌｆ
图３市电电压波动补偿示意图
Ｆｉｇ．３Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｆｏｒｖｏｌｔａｇｅｆｌｕｃｔｕａｔｉｏｎ
主变换器
Ｄｅｌｔａ
变换器
Ｃｄ１Ｃｄ２ｕｉ＜ｕｒ＋ｕｃｉ
Ｔｒ
市电
ｉＬ
Ａｉｃ
ｕＬ＝ｕｒ
负载
Ｌｆ
（ｂ）ｕｉ＜ｕｒ
Ｚｉ刘维罡，等：Ｄｅｌｔａ变换型ＵＰＳ的控制策略及仿真研究
第４期＋
基波角速度旋转的坐标系中。对电流增量的检测和不对称有畸变的市电电压检测，ｄ－ｑ谐波计算方法都能很好地满足检测要求［６－７］。
瞬时三相电压或电流通过公式（３）的坐标变换，变换到ｄ－ｑ坐标上：
ｆｄｑ＝ｆｄｆｑｆｏ!
""""""""#
$%%%%%%%%&
＝Ｃｆａ
ｆｂｆｃ
!""""""""#
$%%%%%%%%&
＝ｆｄ＋’ｆｄｆｑ
＋’ｆｑｆｏ
!"""""""""""#
$%%%%%%%%%%%&
（３）Ｃ＝
２
３
(
ｃｏｓωｔｃｏｓωｔ－２π３)*ｃｏｓω
ｔ＋２π３+,－ｓｉｎωｔ－ｓｉｎω
ｔ－２π３),－ｓｉｎωｔ＋２π３
),
１２(１２(１２
(!"""""""""""""""""#
$%%%%%%%%%%%%%%%%%&
其中，ｄ轴直流分量ｆｄ对应负载的有功功率；
ｑ轴直流分量ｆｑ对应三相对称负载基波的无功功
率；’
ｆｄ和ｆｏ对应三相不对称负载基波及高次谐波无
功功率。
如图５所示，ｆａ、ｆｂ、ｆｃ为三相输入信号（瞬时三相电压信号ｕａ、ｕｂ、ｕｃ或者三相电流信号ｉａ、ｉｂ、ｉｃ），经过ｄ－ｑ变换和低通滤波器滤除所有交流谐波后，其直流成分再通过ｄ－ｑ反变换就计算得到基波输出信号（ｆａｐ、ｆｂｐ、ｆｃｐ），它们之差即为三相谐波信号ｆａｈ、ｆｂｈ、ｆｃｈ。ｄ－ｑ变换是将静止坐标系中的相量变换到以基波角速度旋转的坐标系中，变换后的信号与原信号频率相差一个基波频率
。
３．２Ｄｅｌｔａ变换器控制策略
负载含有非线性负载时，负载电流将会与市电
电压不同相位，并产生畸变。负载电流（ｉＬ）分别由基波有功电流（ｉｐ）、无功电流（ｉｑ）及谐波电流（ｉｈ）组成。
如式（４）所示，下标１代表基波，Ｉ１ｍ代表基波峰值。
ｉｐ＝Ｉ１ｍｃｏｓφ１ｓｉｎωｔｉｑ＝Ｉ１ｍｓｉｎφ１ｃｏｓωｔ（４）
ｉｈ＝-ｉ＝２∞
Ｉｈｍｓｉｎ（ｎωｔ＋φｎ）
Ｄｅｌｔａ变换器受控为正弦电流源，２个反馈信号输入作为Ｄｅｌｔａ变换器控制信号［８］：一是负载电流ｉＬ
的反馈信号，用来消除市电输入电流中的无功与谐波分量，使市电输出电流与市电电压同相位，输入功率因数等于１；另一个是蓄电池电压反馈信号ΔＵｄｃ，它是由蓄电池电压Ｅｂ通过与其基准电压进行比较后产生的。ΔＵｄｃ用来补偿市电电压的波动，并使市电的输入功率与负载所需的功率达到平衡。由于市电输出电流与市电电压同相位，所以在变换器的控制信号中加入ΔＵｄｃ控制信号，就可以实现对市电电压波动的补偿。
如图６所示，ＵＰＳ系统中提取检测出来的负载电流（ｉａＬ、ｉｂＬ和ｉｃＬ）首先经过三相静止到两相同步旋转坐标变换（ａｂｃ／ｄｑ）成为信号ｉｄ、ｉｑ和ｉｏ，由于源电流无需无功成分，所以应将控制电流ｑ轴比例系数Ｋ设置零。同时，引入直流总线ΔＵｄｃ作为Ｄｅｌｔａ控制器的输入。再经坐标变换（ｄｑ／ａｂｃ），控制变量变换为三相参考量（ｉａｐ、ｉｂｐ、ｉｃｐ），负载电流除去已经分离出来的基波有功分量（ｉＬ－ｉｐ＝ｉｑ＋ｉｈ），就得到Ｄｅｌｔａ变换器的调制波指令信号，分别与三角波载波比较后即可获得Ｄｅｌｔａ变换器的ＰＷＭ开关信号。采用ＳＰＷＭ控制电路进行控制，补偿市电输入电流中的无功电流ｉｑ与谐波电流ｉｈ。
３．３高频主变换器控制策略
若市电电压中含有基波电压ｕ１和谐波电压ｕｈ，则其可用方程式（５）表示（下标１代表基波，下标ｍ代表峰值）。
ｕｓ＝ｕ１＋ｕｈ＝Ｕ１ｍｓｉｎωｔ＋-ｎ＝２
∞
Ｕｈｍｓｉｎｎωｔ
（５）
并联主变换器受控为正弦电压源，输出电压ｕＬ
等于正弦基准电压ｕｒ，且与输入市电基波同相。与Ｄｅｌｔａ变换器控制相似，到三相坐标系下经过（ａｂｃ／ｄｑ）坐标变换，检测出电压谐波分量和电网电压波动值，然后分别和三角波载波比较即可得到主变换器的ＰＷＭ开关信号［９－１０］。
根据上述算法，Ｄｅｌｔａ变换器受控为电流源，源电流是与电源电压同相的正弦波。因此，并联主变
图５ｄ－ｑ法检测原理
Ｆｉｇ．５Ｂｌｏｃｋｄｉａｇｒａｍｏｆｔｈｅｄ－ｑｍｅｔｈｏｄ
ｄ－ｑ变换
ｆａ（ｕａｉａ）
ｆｂ（ｕｂｉｂ）
ｆｃ（ｕｃｉｃ）
ｆｄ
ＬＰＦｆｑ
ＬＰＦｆｄｐｆｑｐ
ｄ－ｑ
反变换ｆｏ
ｆａｐ
ｆｂｐ
ｆａｈｆｃｐ
ｆｂｈｆｃｈ－
－
－
＋
＋＋图６Ｄｅｌｔａ变换器控制框图
Ｆｉｇ．６ＣｏｎｔｒｏｌｏｆＤｅｌｔａｃｏｎｖｅｒｔｅｒ
Ｋ
Ｓ
ｉａＬｉｂＬｉｃＬｓｉｎｃｏｓ
ａｂｃ／ｄｑ
ｉｑ
ｉｏＵｄｃ，Ｒｅｆ
Ｕｄｃ
ＩＳＥｒｒ
ｄｑ／ａｂｃ
＋
－
＋－
＋
－
ｉａｐｉｂｐｉｃｐｉａＬ
ｉｂＬ
ｉｃＬ
ＫＰ＋Ｋｉ／ｓ开关信号形成电路
Ｄｅｌｔａ变换器ｉＤ１
ｉＤ２
ｉＤ３
ｂ２＊ｓ２＋…＋ｂ０
ａ２＊ｓ２＋…＋ａ０
ＫＫ
Ｋ
Ｋ
Ｋ
ＫＰ＋Ｋｉ／ｓ
ＫＰ＋Ｋｉ／ｓ
载波
ｉｄ
第２７卷
电力自动化设备
图８ＵＰＳ补偿电流、电压波形
Ｆｉｇ．８ＷａｖｅｆｏｒｍｓｏｆＵＰＳｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ
ｖｏｌｔａｇｅａｎｄｃｕｒｒｅｎｔ
４０００ｕ／Ｖ
ｕ／Ｖ
－４００４０００－４００
０
０．０２
０．０４
０．０６
ｔ／ｓ
（ｂ）ａ相输入电压、
负载电压波形ｕ／Ｖ
６０００
－６００
００．０２
０．０４０．０６
ｔ／ｓ
（ｃ）电网掉电ａ相负载电压波形
换器补偿非线性负载的谐波和无功成分。同时，并
联主变换器受控为电压源，输出电压是与市电电压基波同相的正弦波，从而使得电源电压中的谐波和基波偏差经串联Ｄｅｌｔａ变换器得到补偿。
４整体仿真结果分析
基于上述控制策略，在Ｓａｂｅｒ环境下建立了系统的连续域仿真模型，三相主电路如图２所示，并对其工作特性进行了仿真。图中交流市电电源是标准相电压２２０Ｖ，在其额定值±１５％范围变化；电网所含５次、７次谐波电压分别为基波电压值的１０％和５％。负载为三相不控整流桥，负载电阻为３５Ω。直流端接蓄电池组电压：Ｅｂ＝４００Ｖ，直流侧电容参数Ｃ３＝４７００μＦ，平衡电感参数分别选择：ＬＦ１＝０．５ｍＨ，ＬＦ２＝０．５ｍＨ。感性负载时串联电感Ｌ＝２００ｍＨ，容性负载时并联电容Ｃ＝２０μＦ。逆变控制载波比选用４００。
图７（ａ）是含谐波的电网电压和非线性负载时ａ相输入电流。采用图６所示控制策略，检测出图７（ｂ）所示ａ相的补偿电流ｉｃ和补偿电压ｕｃ。
图８表示Ｄｅｌｔａ变换器和主变换器整体配合工作的仿真波形，（ａ）图所示对ａ相输入电流ｉａ和电压
ｕａ，以及感性负载和容性负载未经过补偿时的电流波形ｉｉｎｄ、ｉｃａｐ之间的相位关系。（ｂ）图分别为电网电压ｕａ＝０．８５ｕｒ（上图）和ｕａ＝１．１５ｕｒ（下图）２种工况下，经过ＵＰＳ的电压补偿之后负载电压ｕＬ的示波图。（ｃ）图表示电网掉电时，由蓄电池提供１００％负载功率时ａ相负载电压波形。
５
结语
首先，简单介绍了Ｄｅｌｔａ变换型ＵＰＳ的组成和特点，并对系统中关键的Ｄｅｌｔａ变换器和主变换器的工作原理以及电路进行了详细分析。分别给出了补偿电压和补偿功率因数的仿真结果，最后得到ＵＰＳ整机工作的补偿波形，从而验证了Ｄｅｌｔａ逆变技术稳定、可行。参考文献：
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ｕａ
ｕｂ
ｕｃ
４０００
－４００２００－２０
０．０２
０．０４
０．０６
０．０８
ｔ／ｓ
（ａ）三相输入电源电压和ａ相输入电流
ｕ／Ｖ
ｉａ／Ａ
６００－６０１００－１０ｕｃ／Ｖ
ｉｃ／Ａ
０．０２
０．０４０．０６
ｔ／ｓ
（ｂ）检测ａ相补偿电压和ａ相补偿电流
图７检测电压和电流波形
Ｆｉｇ．７Ｗａｖｅｆｏｒｍｓｏｆｄｅｔｅｃｔｅｄｖｏｌｔａｇｅａｎｄｃｕｒｒｅｎｔ
ｕＬ
ｕｒ
ｕａ
ｕａ
ｕＬ
ｕｒｕＬｕｒ
ｕａ
ｉａ
ｉｉｎｄ
ｉｃａｐ
ｉａ
ｕａ
ｕ，ｉ
（ａ）输入电压、
输入电流相位关系ｕ，ｉ
Ｏ
ｔ
ｔ
Ｏ刘维罡，等：Ｄｅｌｔａ变换型ＵＰＳ的控制策略及仿真研究
第４期
ＨＶＤＣｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓｙｓｔｅｍｆａｕｌｔｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎａｎｄｌｏｃａｔｉｎｇ
ａｌｇｏｒｉｔｈｍｕｓｉｎｇｍａｔｈｅｍａｔｉｃａｌｍｏｒｐｈｏｌｏｇｙ
ＳＨＵＨｏｎｇ－ｃｈｕｎ１，２，ＷＡＮＧＣｈａｏ３，ＺＨＡＮＧＪｉｅ１，ＷＵＮａ１
（１．ＫｕｎｍｉｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＳｃｉｅｎｃｅ＆Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｋｕｎｍｉｎｇ６５００５１，Ｃｈｉｎａ；２．ＨａｒｂｉｎＩｎｓｔｉｔｕｔｅｏｆ
Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｈａｒｂｉｎ１５０００１，Ｃｈｉｎａ；３．ＹｕｎｎａｎＨｕａｎｅｎｇＬａｎｃａｎｇＲｉｖｅｒＨｙｄｒｏｐｏｗｅｒ
ＣｏｍｐａｎｙＸｉａｏｗａｎＨｙｄｒｏｐｏｗｅｒＰｒｏｊｅｃｔＢｕｒｅａｕ，Ｘｉａｏｗａｎ６７５７０２，Ｃｈｉｎａ）
Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｅｆｆｅｃｔｉｖｅｆａｕｌｔｔｒａｖｅｌｉｎｇｗａｖｅｆｒｏｎｔｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎａｎｄｆａｕｌｔｌｏｃａｔｉｎｇｍｅｔｈｏｄｉｓｔｈｅｂａｓｉｓｏｆｔｒａｖｅｌｉｎｇｗａｖｅｐｒｏｔｅｃｔｉｏｎ．Ｔｈｅｐｒｉｎｃｉｐｌｅａｎｄａｌｇｏｒｉｔｈｍｏｆｍａｔｈｅｍａｔｉｃａｌｍｏｒｐｈｏｌｏｇｙａｒｅｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ，ｂａｓｅｄｏｎｗｈｉｃｈｔｈｅａｍｐｌｉｔｕｄｅａｎｄｐｏｌａｒｉｔｙｏｆｔｈｅｒｅｆｒａｃｔｉｖｅａｎｄｒｅｆｌｅｃｔｅｄｔｒａｎｓｉｅｎｔｔｒａｖｅｌｉｎｇｗａｖｅｓａｒｅａｂｓｔｒａｃｔｅｄｂｙｔｒａｎｓｉｅｎｔｆａｕｌｔｖｏｌｔａｇｅｔｒａｖｅｌｉｎｇｗａｖｅｔｒｅａｔｍｅｎｔｕｓｉｎｇＭＭＧ（Ｍｕｌｔｉ－ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎＭｏｒ－ｐｈｏｌｏｇｉｃａｌＧｒａｄｉｅｎｔ）ｍｅｔｈｏｄａｎｄｔｈｅＨＶＤＣ（ＨｉｇｈＶｏｌｔａｇｅＤＣｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）ｌｉｎｅｆａｕｌｔｓｉｄｅｎｔｉｆｉｅｄａｎｄｌｏｃａｔｅｄｕｓｉｎｇｓｉｎｇｌｅａｎｄｄｏｕｂｌｅｅｎｄｉｎｇｆａｕｌｔｌｏｃａｔｉｎｇｍｅｔｈｏｄｓ．ＳｏｍｅｔｙｐｅｓｏｆＨＶＤＣｆａｕｌｔｓｓｉｍｉｌａｒｔｏｌｉｎｅｆａｕｌｔｔｒａｎｓｉｅｎｔａｒｅｄｉｓｃｕｓｓｅｄ，ｓｕｃｈａｓｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎｆａｉｌｕｒｅａｎｄＡＣｓｉｎｇｌｅ－ｐｈａｓｅｇｒｏｕｎｄｉｎｇｆａｕｌｔｎｅａｒｉｎｖｅｒｔｅｒｓｔａｔｉｏｎ．ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎｓｗｉｔｈＭａｔｌａｂｓｈｏｗｔｈａｔｔｈｅｐｒｏｐｏｓｅｄｃｒｉｔｅｒｉｏｎａｎｄａｌｇｏｒｉｔｈｍｗｏｒｋｗｅｌｌｉｎｄｉｓｔｉｎｇｕｉｓｈｉｎｇＨＶＤＣｌｉｎｅｆａｕｌｔａｎｄｓｏｍｅｏｔｈｅｒｓｉｍｉｌａｒｆａｕｌｔｓ，ａｎｄｃｏｒｒｅｃｔｌｏｃａｔｉｎｇｔｈｅｆａｕｌｔｐｏｓｉｔｉｏｎ．
ＴｈｉｓｐｒｏｊｅｃｔｉｓｓｕｐｐｏｒｔｅｄｂｙｔｈｅＮａｔｉｏｎａｌＮａｔｕｒａｌＳｃｉｅｎｃｅＦｏｕｎｄａｔｉｏｎｏｆＣｈｉｎａ（９０６１００２４，５０４６７００２，５０３４７０２６），ＹｕｎｎａｎＰｒｏｖｉｎｃｅＳｃｉｅｎｃｅａｎｄＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙＫｅｙＰｒｏｊｅｃｔ（２００３ＧＧ１０，２０００Ｂ２－０２）ａｎｄＮａｔｕｒａｌＳｃｉｅｎｃｅＦｏｕｎｄａｔｉｏｎｏｆＹｕｎｎａｎＰｒｏｖｉｎｃｅ（２００５Ｆ０００５Ｚ，２００４Ｅ００２０Ｍ，２００２Ｅ００２５Ｍ）．
Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ＨＶＤＣ；ｆａｕｌｔｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ；ｆａｕｌｔｌｏｃａｔｉｎｇ；ｍａｔｈｅｍａｔｉｃａｌｍｏｒｐｈｏｌｏｇｙ
ＣｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙａｎｄｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｅａｒｃｈｏｆＤｅｌｔａ－ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎｔｙｐｅＵＰＳ
ＬＩＵＷｅｉ－ｇａｎｇ，ＳＨＥＮＳｏｎｇ－ｈｕａ
（ＳｃｈｏｏｌｏｆＡｕｔｏｍａｔｉｏｎＳｃｉｅｎｃｅａｎｄＥｌｅｃｔｒｉｃａｌＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，ＢｅｉｊｉｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆ
ＡｅｒｏｎａｕｔｉｃｓａｎｄＡｓｔｒｏｎａｕｔｉｃｓ，Ｂｅｉｊｉｎｇ１０００８３，Ｃｈｉｎａ）
Ａｂｓｔｒａｃｔ：ＴｈｅｓｔｒｕｃｔｕｒｅｏｆＤｅｌｔａ－ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎｔｙｐｅＵＰＳ（ＵｎｉｎｔｅｒｒｕｐｔａｂｌｅＰｏｗｅｒＳｕｐｐｌｙ）ａｎｄｉｔｓｄｉｓｔｉｎｇｕｉｓｈｅｄｍｅｒｉｔｓｆｒｏｍｔｈｅｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌｏｎ－ｌｉｎｅＵＰＳａｒｅｐｒｅｓｅｎｔｅｄ．Ｂａｓｅｄｏｎｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓｏｆｔｈｅｖｏｌｔａｇｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎａｎｄｔｈｅｐｏｗｅｒｆａｃｔｏｒｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ，ｔｈｅｗｏｒｋｉｎｇｓｔａｔｅｓｏｆｔｈｅｓｅｒｉｅｓＤｅｌｔａｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｎｄｔｈｅｐａｒａｌｌｅｌｍａｉｎｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｎｄｔｈｅｉｒｉｍｐｏｒｔａｎｃｅｉｎｔｈｅｗｈｏｌｅＵＰＳａｒｅａｎａｌｙｚｅｄ．ＢｙｃｏｎｔｒｏｌｌｉｎｇｔｈｅＤｅｌｔａｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｓａｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓｉｎｅｃｕｒｒｅｎｔｓｏｕｒｃｅａｎｄｔｈｅｍａｉｎｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｓａｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓｉｎｅｖｏｌｔａｇｅｓｏｕｒｃｅ，ｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙｏｆＳＰＷＭ（ＳｉｎｅＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒａｒｅｉｎｖｅｓｔｉｇａｔｅｄｂａｓｅｄｏｎｔｈｅｄ－ｑｍｅｔｈｏｄ．ＴｈｅｄｅｔａｉｌｅｄａｎａｌｙｓｉｓｏｆｓｙｓｔｅｍｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｖｅｒｉｆｉｅｓｔｈｅｏｐｅｒａｔｉｏｎｍｏｄｅｏｆＤｅｌｔａ－ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎｔｙｐｅＵＰＳａｎｄｉｔｓｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙ．
Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：Ｄｅｌｔａ－ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ；ＵＰＳ；ｍａｉｎｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；Ｄｅｌｔａｃｏｎｖｅｒｔｅｒ
ｈａｒｍｏｎｉｃｃｕｒｒｅｎｔｄｅｔｅｃｔｉｏｎｏｆｄ－ｑｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎｗｉｔｈｏｕｔｐｈａｓｅｌｏｃｋｌｏｏｐ［Ｊ］．ＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，２００３，２７（８）：４６－４９．［７］孙驰，魏光辉，毕增军．基于同步坐标变换的三相不对称系统的
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（责任编辑：李玲）
作者简介：
刘维罡（１９７９－），男，河北宁晋人，博士研究生，研究方向为检测技术与自动化装置（Ｅ－ｍａｉｌ：ａｄｏｕ７９＠ａｓｅｅ．ｂｕａａ．ｅｄｕ．ｃｎ）；
沈颂华（１９４２－），男，上海人，教授，博士研究生导师，研究方向为电气系统的检测技术与自动化装置、功率变换技术、飞机电气系统的综合管理与监控。
（上接第９页ｃｏｎｔｉｎｕｅｄｆｒｏｍｐａｇｅ９）
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第２７卷
电力自动化设备
基于软开关技术的DCDC功率变换器的设计
基于软开关技术的DC/DC功率变换器的设计 O 引言 基于软开关技术的全桥DC／DC变换器在高频、大功率的直流变换领域，有着广泛的应用前景，它提高了系统的效率，增大了装置的功率密度。本文设计的变换器现正应用于电子模拟功率负载中，该负载系统要求能有效实现能量回馈电网，且直流高压>540V，低压直流为48~60V，因此，为升压变换。限于篇幅，本文仅对DC／DC变换器的设计进行讨论，该变换器利用高频变压器的原边漏感、功率MOSFET并联外接的电容实现零电压开关，该方案简单、高效、易实现。采用改进型移相控制器UC3879为控制核心，对变换器实现恒流输入控制，文中给出了实用的控制电路和主要参数的设计方法。试验结果证明系统性能优良、效率高、功率密度大。 1 基本原理 1.1 DC／DC变换器的电路原理 图1所示的是DC／DC功率变换器的电路原理图，功率开关管S1~S4及内部集成的二极管组成全桥开关变换器，S1及S3组成超前桥臂，S2及S4组成滞后桥臂，S1~S4在寄生电容、外接电容C1~C4和变压器漏感的作用F谐振，实现零电压开关。其中C7为隔直电容，可有效地防止高频变压器的直流偏磁。低压直流侧滤波电容为C5、C6、L1为共模电感。实时检测的输入侧电流值同指令电流值比较，得到的误差信号经过PI 环节输出，由改进型移相控制器UC3879组成的控制系统实时生成变换器的触发脉冲；系统实行恒流控制，便于在不同负载情况下考核被测试的直流电源组，同时，也利于根据试验考核系统的功率等级，实现多个相同电子模拟负载模块的并联。
经过实验测试，DC／DC功率变换器工作在软开关状态下，输出高压直流为560V时，高频变压器副边电压的峰值高达1000V。考虑在工程应用中，系统应该有足够的储备裕量，以利于长时间可靠、安全的运行，整流部分由两个完全相同的整流桥串联构成。 1.2 控制策略 对于全桥变换器的控制通常有双极性控制方式、有限双极性控制方式和移相控制方式。双极性控制方式下的功率开关管工作在硬开关状态，开关管的开关损耗很大，限制了开关频率的提高。有限双极性控制方式可使一对开关管是零电压开关，另一对开关管是零电流开关，适合选用IGBT作为开关管，能避免IGBT的电流拖尾。对于功率MOSFET，移相控制方式的拓扑结构简洁，控制方式简单，也有很多优点： 1)开关频率恒定，利于滤波器的优化设计； 2)实现了开关管的零电压开关，减小了开关损耗，可提高开关频率； 3)功率器件的电压和电流应力小。 因此，该DC／DC功率变换器的控制采用移相控制方式实现零电压开关。每个桥臂的两个开关管成180°互补导通(同一桥臂两开关管有一死区时间)，两个桥臂的触发角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角可以调节输出电压。开关管关断时变压器的原边电流给关断开关管的
三相功率变换器
逆变器并网电流环控制 1连接电抗器设计 图1并网逆变器主电路图 并网逆变器主电路图如图1所示。滤波电感参数的计算过程如下： 假设在t k 时刻起始的一个开关周期内数值近似保持不变为U k ，电感电流平均值为I Lk ，电流纹波增加量为+L I ?和减小量-L I ?相等，均为L I ?，桥式逆变电路输出电压波形为u i ，占空比为D ，直流电压为V DC ，开关周期为T s ，则t k 即刻起始的一个开关周期内逆变器电压和电感电流波形如图2所示。 图 2逆变器电压和电感电流波形 由图可知，当k k s t t t DT <<+时，+-= dc k L s M V U I DT L ???；当+k s k s t DT t t T <<+时，-=(1)k L s U I D T L ??-。 化简得： dc k s s M U U DT T L L ??=? 2(1)()dc dc L s s M V M V I D D T D D T L L ???=-=- 当占空比D=0.5时且V dc 最大时，L I ?达到最大 则 V
max max 4dc s L M V T I L ???= max max 4dc s L M V T L I ??≥ 在本设计中取直流侧输入电压最大值_max 900V dc V =；10KHz s f =；7.58A o I = ； max =15% 1.61L o I A ?=；=6.89mH L ；=7mH L 。 2电流环设计与仿真 同步旋转坐标系下，逆变器的交流侧电压表达式为 d d gd q q q gq d di v L u i dt di v L u i dt ωω? =-++??? ?=-+-?? 考虑到需要对逆变器的有功无功进行解耦控制，因此在本设计中采用基于d 轴电网电压定向的控制策略，则逆变器交流侧电压表达式可变为 d d gd q q q d di v L u i dt di v L i dt ωω? =-++??? ?=--?? 带解耦的电流闭环控制框图如图3所示。可通过电流状态反馈来实现两轴电 流间的解耦控制。 图3电流闭环控制框图 电流环的参数计算 考虑主电路部分d 轴电流解耦后的传递函数和q 轴电流的控制框图如图4所示。
多电平变换器的拓扑结构和控制策略
0 引言 多电平变换器的概念自从A.Nabael在1980年的IAS年会上提出以后，以其独特的优点受到广泛的关注和研究。首先，对于n电平的变换器，每个功率器件承受的电压仅为母线电压的1/（n－1），这就使得能够用低压器件来实现高压大功率输出，且无需动态均压电路；多电平变换器的输出电压波形由于电平数目多，使波形畸变(THD)大大缩小，改善了装置的EMI特性；还使功率管关断时的d v/d t应力减少，这在高压大电机驱动中，有效地防止了电机转子绕组绝缘击穿；最后，多电平变换器输出无需变压器，从而大大减小了系统的体积和损耗。因此，多电平变换器在高电压大功率的变频调速、有源电力滤波装置、高压直流（HVDC）输电系统和电力系统无功补偿等方面有着广泛的应用前景。 1 多电平变换器的拓扑结构 国内外学者对多电平变换器作了很多的研究，提出了不少拓扑结构。从目前的资料上看，多电平变换器的拓扑结构主要有4种： 1）二极管中点箝位型（见图1）； 2）飞跨电容型(见图2)； 3）具有独立直流电源级联型（见图3）； 4）混合的级联型多电平变换器。 图1 二极管箝位型三电平变换器 图2 飞跨电容型三电平变换器
图3 级联型五电平变换器 其中混合级联型是3）的改进模型，它和3）的结构基本上相同，唯一不同的就是3）的直流电源电压均相等，而4）则不等。从图1至图3不难看出这几种拓扑的结构的优缺点。 二极管箝位型多电平变换器的优点是便于双向功率流控制，功率因数控制方便。缺点是电容均压较为复杂和困难。在国内外这种拓扑结构的产品已经进入了实用化。 飞跨电容型多电平变换器，由于采用了电容取代箝位二极管，因此，它可以省掉大量的箝位二极管，但是引入了不少电容，对高压系统而言，电容体积大、成本高、封装难。另外这种拓扑结构，输出相同质量波形的时候，开关频率增高，开关损耗增大，效率随之降低。目前，这种拓扑结构还没有达到实用化的地步。 级联型多电平变换器的优点主要是同数量电平的时候，使用二极管数目少于拓扑结构1）；由于采用的是独立的直流电源，不会有电压不平衡的问题。其主要缺点是采用多路的独立直流电源。目前，这种拓扑结构也有实用化的产品。 2 多电平变换器的控制策略 从目前的资料来看，多电平变换器主要有5种控制策略，即阶梯波脉宽调制、特定消谐波PWM、载波PWM、空间矢量PWM、Sigma-delta调制法。 2.1 阶梯波脉宽调制[1][2][3] 阶梯波调制就是用阶梯波来逼近正弦波，是比较直观的方法。典型的阶梯波调制的参考电压和输出电压如图4所示。在阶梯波调制中，可以通过选择每一个电平持续时间的长短，来实现低次谐波的消除。2m＋1次的多电平的阶梯波调制的输出电压波形的傅立叶分析见式(1)及式(2)。消除k次谐波的原理就是使电压系数b k为0。这种方法本质上是对做参考电压的模拟信号作量化的逼近。从图4中不难看出这种调制方法对功率器件的开关频率没有很高的要求，所以，可以采用低开关频率的大功率器件如GTO来实现；另外这种方法调制比变化范围宽而且算法简单，控制上硬件实现方便。不过这种方法的一个主要缺点就是输出波形的谐波含量高。 图4 九电平阶梯波输出电压波形 v t(t)=b n sin nωt（1） b n=[V cos nα1＋2V cosnα1＋……＋jV cos nαj＋……＋mV cosnαm]（2） 2.2 多电平特定消谐波法[4][5][6] 多电平的特定消谐波法也被称作开关点预制的PWM方法。这种方法是建立在多电平阶梯波调制方法的基础之上的。这种方法的原理就是在阶梯波上通过选择适当的“凹槽” 有选择性地消除特定次谐波，从而达到输出波形质量提高和输出THD减小的目的。这种方法的消谐波和阶梯波的消谐波一样，唯一不同的就是输出电压波形的傅立叶分析后的系数 b n有所不同。现以五电平的特定消谐波的一个输出电压波形(如图5所示)来分析傅立叶分解