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开关电源闭环设计详细说明

6.4 开关电源闭环设计

从反馈基本概念知道：放大器在深度负反馈时，如输入不变，电路参数变化、负载变化或干扰对输出影响减小。反馈越深，干扰引起的输出误差越小。但是，深反馈时，反馈环路在某一频率附加相位移如达到180°,同时输出信号等于输入信号，就会产生自激振荡。

开关电源不同于一般放大器，放大器加负反馈是为了有足够的通频带，足够的稳定增益，减少干扰和减少线性和非线性失真。而开关电源，如果要等效为放大器的话，输入信号是基准（参考）电压U ref，一般说来，基准电压是不变的；反馈网络就是取样电路，一般是一个分压器，当输出电压和基准一定时，取样电路分压比（k v）也是固定的（U o=k v U ref）。开关电源不同于放大器，内部（开关频率）和外部干扰（输入电源和负载变化）非常严重，闭环设计目的不仅要求对以上的内部和外部干扰有很强抑制能力，保证静态精度，而且要有良好的动态响应。

对于恒压输出开关电源，就其反馈拓扑而言，输入信号（基准）相当于放大器的输入电压，分压器是反馈网络，这就是一个电压串联负反馈。如果恒流输出，就是电流串联负反馈。

如果是恒压输出，对电压取样，闭环稳定输出电压。因此，首先选择稳定的参考电压，通常为5～6V或2.5V，要求极小的动态电阻和温度漂移。其.次要求开环增益高，使得反馈为深度反馈，输出电压才不受电源电压和负载（干扰）影响和对开关频率纹波抑制。一般功率电路、滤波和PWM发生电路增益低，只有采用运放（误差放大器）来获得高增益。再有，由于输出滤波器有两个极点，最大相移180°，如果直接加入运放组成反馈，很容易自激振荡，因此需要相位补偿。根据不同的电路条件，可以采用Venable三种补偿放大器。补偿结果既满足稳态要求，又要获得良好的瞬态响应，同时能够抑制低频纹波和对高频分量衰减。

6.4.1 概述

图6.31为一个典型的正激变换器闭环调节的例子。可以看出是一个负反馈系统。PWM控制芯片中包含了误差放大器和PWM形成电路。控制芯片也提供许多其他的功能，但了解闭环稳定性问题，仅需考虑误差放大器和PWM。

对于输出电压U o缓慢或直流变化,闭环

当然是稳定的。例如输入电网或负载变化

（干扰），引起U o的变化，经R1和R2取样

（反馈网络），送到误差放大器EA的反相输

入端，再与加在EA同相输入端的参考电压

(输入电压)U ref比较。将引起EA的输出直流

电平U ea变化，再送入到脉冲宽度调制器

PWM的输入端A。在PWM中，直流电平

U ea与输入B端0～3V三角波U t比较，产生

一个矩形脉冲输出，其宽度t on等于三角波

开始时间t0到PWM输入B三角波与直流电

平相交时间t1。此脉冲宽度决定了芯片中输

出晶体管导通时间，同时也决定了控制晶体

管Q1的导通时间。U dc的增加引起U y的增

加，因U o=U y t o n/T，U o也随之增加。U o增加

引起Us增加，并因此U ea的减少。从三角

波开始到t1的t on相应减少，U o恢复到它

的初始值。当然，反之亦然。

PWM产生的信号可以从芯片的输出晶

体管发射极或集电极输出，经电流放大提供

Q1基极驱动。但不管从那一点－发射极还

是集电极－输出，必须保证当U o增加，要

引起t on减少,即负反馈。

应当注意，大多数PWM芯片的输出晶图6.31 典型的正激变换器闭环控制

体管导通时间是t0到t1。对于这样的芯片，U s 送到EA 的反相输入端，PWM 信号如果驱动功率NPN 晶体管基极（N 沟道MOSFET 的栅极），则芯片输出晶体管应由发射极输出。

然而，在某些PWM 芯片（TL494）中，它们的导通时间是三角波U t 与直流电平（U ea ）相交时间到三角波终止时间t2。对于这样的芯片，如果驱动NPN 晶体管，输出晶体管导通（如果从芯片的输出晶体管发射极输出），这样会随晶体管导通时间增加，使得U o 增加，这是正反馈，而不是负反馈。因此，TL494一类芯片，U s 送到EA 的同相输入端，U o 增加使得导通时间减少，就可以采用芯片的输出晶体管的发射极驱动。

图6.31电路是负反馈且低频稳定。但在环路内，存在低电平噪音电压和含有丰富连续频谱的瞬态电压。这些分量通过输出L o ,C o 滤波器、误差放大器和U ea 到U y 的PWM 调节器引起增益改变和相移。在谐波分量中的一个分量，增益和相移可能导致正反馈，而不再是负反馈，在6.2.7节我们已讨论过闭环振荡的机理。以下就开关电源作加体分析。 6.4.2 环路增益

还是来研究图6.31正激变换器。假定反馈环在B 点－连接到误差放大器的反相输入端断开成开环。任何一次谐波分量的噪声从B 经过EA 放大到U ea ，由U ea 传递到电压U y 的平均值,和从Uy 的平均值通过L o ,C o 返回到B b (正好是先前环路断开点)都有增益变化和相移。这就是6.2.7讨论的环路增益信号通路。

如果假定某个频率f 1的信号在B 注入到环路中，回到B 的信号的幅值和相位被上面提到回路中的元件改变了。如果改变后的返回的信号与注入的信号相位精确相同，而且幅值等于注入信号，即满足GH ＝-1。要是现在将环闭合（B 连接到B b ），并且注入信号移开，电路将以频率f 1继续振荡。这个引起开始振荡的f 1是噪声频谱中的一个分量。

为达到输出电压（或电流）的静态精度，误差放大器必须有高增益。高增益就可能引起振荡。误差放大器以外的传递函数一般无法改变，为避免加入误差放大器以后振荡，一般通过改变误差放大器的频率特性（校正网络），使得环路频率特性以-20dB/dec 穿越，并有45°相位裕度，以达到闭环的稳定。以下我们研究误差放大器以外的电路传递函数的频率特性。

1. 带有LC 滤波电路的环路增益G f

除了反激变换器（输出滤波仅为输出电容）外，这里讨论的所有拓扑都有输出滤波器。通常滤波器设计时根据脉动电流为平均值（输出电流）的20%选取滤波电感。根据允许输出电压纹波和脉动电流值以及电容的ESR 选取输出滤波电容。如果电解电容没有ESR （最新产品），只按脉动电流和允许纹波电压选取。由此获得输出滤波器的谐振频率，特征阻抗，ESR 零点频率。在频率特性一节图6.7示出了LC 滤波器在不同负载下的幅频和相频特性。

为简化讨论，假定滤波器为临界阻尼R o =1.0Z o ，带有负载电阻的输出LC 滤波器的幅频特性如图6.32(a)中12345所示。此特性假定输出电容的ESR 为零。在低频时，X c >>X L ，输入信号不衰减，增益为1即0dB 。在f 0以上，每十倍频C o 阻抗以20dB 减少，而L o 阻抗以20dB 增加，使得增益变化斜率为－40dB/dec 。当然在f 0增益不是突然转变为－2斜率的。实际上在f 0前增益曲线平滑离开0dB 曲线，并在f 0后不久渐近趋向－40dB/dec 斜率。这里为讨论方便，增益曲线突然转向－40dB/dec 。

如果使相应于R o =1.0Z o 条件下稳定，那么在其它负载也将稳定。但应研究电路在轻载（R o >>1.0Z o ）时的特性，因为在LC 滤波器转折频率f= f 0增益谐振提升。

滤波电容有ESR 的LC 滤波器幅频特性如图6.35b 的曲线123456。大多数滤波电容具有ESR 。在

o o o

(a) (b)

图6.32 临界阻尼LC 滤波器输出电容无ESR （a ）和有ESR(b)幅频特性

f 0以上的低频段，容抗远远大于ESR ，从U o 看到阻抗仅是容抗起主要作用，斜率仍为-40dB/dec ；在更高频时，esr

R C <<1，从输出端看的阻抗只是ESR ，在此频率范围，电路变为LR 滤波，而不是LC

滤波。即

e s r

e s r in o

f f j R L

j U U G +=

+==1111ω& （6-55）式中转折频率f esr ＝R esr /（2πL ）。在此频率范围，感抗以20dB/dec 增加，而ESR 保持常数，增益以-20dB/dec 斜率下降。

幅频特性由-40dB/dec 转为-20dB/dec 斜率点为f esr ,这里电容阻抗等于ESR 。ESR 提供一个零点。转变是渐近的，但所示的突然转变也足够精确。 2. PWM 增益

图6.32(a)中由误差放大器输出到电感输入电压U y 的平均值U aU 的增益是PWM 增益，并定义为G m 。一般电压型控制芯片中误差放大器的输出U ea 与内部三角波比较产生PWM 信号调整输出电压。三角波的幅值0~3V(实际上是0.5~3V)。如果芯片控制推挽（桥式、半桥）电路，变压器频率是芯片频率的一半，占空比D 随误差放大器输出可以在0~1之间改变。如果是正激，只采用一半脉冲，占空度在0~0.5之间改变。

在图6.34b 中，当U ea ＝0，D =t on /T =0，在U y 的宽度为零， U aU 也为零。如果U ea 移动到3V ，在三角波的峰值，t on /T =D =0.5，U y 的平均值就是U aU ＝（U sp -1）D ，其中U sp 是变压器次级电压，1为整流二极管压降。则调制器的直流增益为U aU 与U ea 的比值

)

1(5.0-=

=sp ea oU m V U U G （6-56）此增益与频率无关。 3. 取样增益－反馈系数

图6.31中还有一个增益衰减，就是R 1和R 2组成的采样电路。大多数PWM 芯片的误差放大器的参考输入端不可能大于2.5V ，因此如果输出电压一旦决定，此增益即为

R R R U U G o s s +==

（6-57）如果输出5V ，采样电阻R 1=R 2，U s （U ref ）与U o 之间的增益为-6dB ，即1/2。 4. 输出LC 滤波器加上PWM 和采样网络的总增益

和G t 如图6.33零。在f 0转折为esr esr 为斜率-20dB/dec 。由这个曲线可以确定误差放大器的幅频和相频特性以满足稳定环路的两个判据。 6.4.3 误差放大器的幅频特性整形

如果将开关电源的闭环作为一个放大器来研究，放大器输入信号为开关电源的参考电压。从负反馈组态来说是一个电压串联负反馈。这里误差放大器是一个同相放大器。从误差放大器的同相端到误差放大器输出、PWM 发生、电源输出和取样返回到误差放大是反相输入端，在任何频率在增益下降到0dB 时附加相位移小于135°。以下来讨论误差放大器的补偿。为讨论方便，取样信号加在反相端，放大器输出总是反相，反馈信号返回到反相端附加相移不能超过135°,即45°相位裕度。

第一步首先建立穿越频率f c0，在此频率总增益为0dB 。然后选择误差放大器的增益，迫使总环路增益在f c 0为0dB 。下一步设计误差放大器的增益斜率，以使得总开环增益在f c 0以斜率-20dB/dec 穿越（图6.18）。最后，调整幅频特性达到希望的相位裕度。采样理论指出，为了闭环的稳定，f c 0必须小于开关频率的一半。但必须远远小于开关频率，否则有较大幅值的开关频率纹波。一般经验取f c 0为开关频率的1/4~1/5。

参考图6.33中除误差放大器以外的环路增益G t 是LC 滤波器增益G f 、调节器增益G m 和检测网络

增益G s 之和。假定滤波电容有ESR ，在f esr 由斜率-40dB/dec 转折为-20dB/dec 。假定f c 0＝1/5f s ，f s －开关频率。要使f c 0增益为0dB ，误差放大器的增益应当等于G t 在此频率读取增益衰减量。

在大多数情况下，滤波电容具有ESR ，且f esr 低于f c 0。因此在f c 0 的G t =G f +G m +G s 的曲线总是斜率为-20dB/dec 。要使得在f c 0的总开环增益为零，误差放大器在f c 0的增益与G t 值相等符号相反。同时

如果误差放大器幅频特性在f c 0为水平线，则合成

的总开环幅频特性G t 在f c 0以斜率-20dB/dec 穿越。这就满足了稳定电路的第二个判据。运算放大器的反相比例运算（图6.34）就可以获得水平的增益曲线，调整G ea =-R 2/R 1的大小获得所需的增益。环路增益是误差放大器的增益和G t 之和。如果运放保持常数增益一直到直流，总的开环增益在100Hz 就比较小，不能有效抑制交流电源纹波。为

了在输出端将交流纹波降到很低水平，开环增益在低频时尽可能高，因此在f c0的左边开环增益应当迅速增加。为此，在误差放大器反馈电阻电路R 2串联一个电容C 1（图6.34b ）。低频增益如图6.36所示。在高频范围，C 1的大容抗小于R 2,增益是水平线，而在低频范围，C 2容抗大于R 2，增益为X c /R 2。增益以＋20dB/dec 向低频增加，并在100Hz 处产生较高的增益。向高频方向，斜率-20dB/dec,并在f z =(2

πR 2C 1)-1

处转向水平。

在f c 0的右端的高频端（图6.33），如果误差放大器保持常数，总开环增益在高频增益相当高。但高

也是纯电阻R 2，如图6.34(a)，则增益是-R 2/R 1，并与频率无关。负号说明U o 与U in 之间的相位移是180°，因为输入是反相端。

如果阻抗Z 1,Z 2以复变量s=j (2πf )＝j ω表示，电容C 1的阻抗为1/sC 1,而R 1与C 1串联为R 1+1/s C 1。R 1和C 1串联再一起与电容C 2并联的阻抗为 2

11211/1/1)

/1)(/1(sC sC R sC sC R Z +++=

（6-58）

误差放大器的增益或传递函数写成阻抗Z 1，Z 2，用复变量s 表示，即G (s )=Z 2(s)/Z 1(s)。通过代数处理，将G (s)分子和分母简化成s 的函数：G (s)=N (s)/D (s)。表示为多项式相乘：

)

1)(1)(1()1)(1)(1()()()(3210321sp sp sp sp sz sz sz s D s N s G ++++++==

（6-59）

－－－－ (a)

图6.34 误差放大器幅频特性整形

这些z 和p 值是RC 乘积，并代表频率。令这些项为零，可以求得这些频率。即 021)2(111111=+=+=+C fR j fz j s sz ππ

即

1121

C R f π=

（6-60）

相应于z 值的频率叫做零点频率，而相应于p 值的频率叫做极点频率。在分母中总有一项没有1,如上式中的sp 0。这表示一个重要的极点频率f p 0=(2πR 0C 0)-1。称为原点极点。

由原点极点和极点以及零点频率，可以画出误差放大器的幅频特性。 6.4.5 有零点和极点频率增益斜率变化规律

零点和极点代表了误差放大器的频率变化点。

零点表示增益斜率变化到＋20dB/dec 。在图6.37(a)中，如果在一个增益为零点频率点出现零点时，将由此斜率转向+20dB/dec 。如果原先增益斜率为-20dB （图6.37(b)），增益斜率将转向为0。如果在相同的频率有两个零点（两个RC 具有相同的乘积），原先斜率为－1-20dB/dec 时，增益斜率第一个转向0,第二个零将转向+20dB/dec （图6.37(c)）。

一个极点表示增益按斜率-20dB/dec 变化。如果原先增益斜率为水平线（斜率为零）处出现一个极点，增益斜率转向-20dB/dec （图6.37(d)）;如果原先+20dB/dec 斜率的相同频率有两个极点，第一个极点转为0,而第二个极点在相同频率转为-20dB/dec （图6.37(e)）。

原点极点和任何极点一样，增益斜率为－20dB/dec 。它表示一个增益为1即0dB 的频率。画总误差放大器增益曲线从原点极点开始。从0dB 原点极点频率f p 0=(2πR 0C 0)-1画起，反向画一条直线，斜率为－20dB/dec(图6.38)。如果在这个直线某点，在高频方向-20dB/dec 斜率，传递函数在f z ＝(2πR 1C 1)-1点为零（零点），在f z 转向增益斜率为水平。将水平增益无限伸展，但在某个较高频率f p =(2πR 2C 2)-1传

U o

10 102 103 104 105 106 107 108 f/Hz

图6.36 一般误差放大器图6.35 f z 和f p 定位

(b)

斜率＋-20dB/dec

(d) (e) 图6.37 典型幅频特性

递函数有一个极点，在f p 将由水平转向斜率-20dB/dec （图6.38）。传递函数水平部分的增益是－R 2/R 1。在f c 0它等于并相反于G t （图6.33）的衰减量。

在原点有一个单极点，一个单零点和另一个单极点的误差放大器增益曲线具有图6.38希望的形状，用图6.34(b)来实现。余下来的事情就是选择零点和极点频率的位置，以产生希望的相位裕度。 6.4.6 从电路图推导单极点和单零点误差放大器的传递函数

上面已经指出如果误差放大器具有单极点、单零点和一个原点极点，它的幅频特性如图6.38所示。现在证明一个误差放大器的传递函数如何推导，以及图 6.34(b)电路确实具有一个单极点、一个单零点和一个原点极点。图6.34(b)电路的增益为 )

11()

1)(1(212121212C j C j R R C j C j R Z Z dU dU G i o ωωωω+++-

=-==

（6-61）引入复变量s=j ω，于是 )

11()

1)(1(2121212sC sC R R sC sC R G +++-

= （6-62）

经过代数处理 ))/(1)((1212122111

2C C C C sR C C sR C sR G ++++-

同时因为一般C 2<

1)((1222111

2C sR C C sR C sR G +++-

= （6-63）

具有式（6-63）传递函数的图6.38误差放大器在Venable 经典著作中一般称为2型放大器。当输出滤波电容具有ESR 时，使得f c 0落在斜率-20dB/dec 的增益G 1的曲线（图6.33）上，应用2型误差放大器。研究电路图6.34(b)的传递函数可直接画出它的幅频特性（图6.38）。式（6-63）指出这个电路

（图6.34(b)）在f p 0=(2πR 0C 0)-1

具有一个原点极点。在此频率以－20dB/dec 斜率向低频方向画一直线。由式（6-63）在频率f z =(2πR 2C 1)-1电路有一个零点。在f z 由斜线转成水平。再由式（6-63）电路在f p =(2πR 2C 2)-1有一个极点，在此频率f p 再由水平转向斜率-20dB/dec 。

Ⅱ型误差放大器的传递函数可由它的极点和零点频率画出来，并将它们定位（选择R 1,R 2,C 1,C 2）以获得希望的相位裕度。

6.4.7 从Ⅱ型误差放大器的零点和极点的位置计算相移

采用Venable 图，选取f c 0 /f z ＝k = f p / f c 0。像RC 微分电路（图6.28(a)）一个零点，引起相位超前。一个极点，像积分电路（图6.27(a)）引起相位滞后。由于在f z 的零点在频率f 相位超前是

ld f f

tan

-=? 但对在f c 0超前的相位感兴趣，大小为

k M 1

tan -=? （6-64）在f ＝f c 0因极点f p 引起的相位滞后为 p

L f f 1tan

-=? 因极点f p 在f ＝f c 0引起的相位滞后为

L 1

tan

-=? （6-65）在 f ＝f c 0由于极点在f p 滞后和零点在f z 超前的总相位是式（6-64），（6-65）两者之和。

误差放大器是反相运算，在低频时输出与输入相差180°。因为这个相移是固定的，如果从参考电

p000 图6.38 直接由传递函数画图6-37的误差放大器的

增益曲线

压来研究，相位差是零。以下之只考虑附加相移，不考虑固定相移。在低频原极点相移90°。从图6.34(b)可见，低频时误差放大器是一个电阻输入、电容反馈的积分器，这是因为低频时，电容C 1阻抗远远大于电阻R 2,反馈回路变为C 1与C 2并联。因为原点极点相移90°，加上零点超前和极点滞后总的相位滞后为

k t 1

tan tan 901

--+-=

? (6-66)

应当注意到当k 很大（零点和极点分开很大）时，净相位仍然滞后，零点最大超前90°，极点滞后为零。计算结果如表6.1所示。 6.4.8 经过LC 滤波器的相移－输出电容有ESR

总环路相移包括误差放大器和输出滤波电容相移。图 6.7(b)中R o =20Z o 且输出滤波电容没有ESR 时，通过滤波器在1.2f c 0处已经是175°。如果输出滤波电容有ESR ，如图6.32(b)所示，相位滞后大大改

善。图中在f=f esr ＝(2πC o ESR )-1时,幅频特性由斜率-40dB/dec 转为-20dB/dec 。在f>f esr 时，C o 的容抗小于ESR ，电路的幅频特性相似于LR 电路，而不是LC 电路。而LR 电路最大相移位90°,不是LC 电路最大可能的180°。这样ESR 零点产生一个相位提升，由于f esr 在任一个频率f 的相位滞后为

esr

L f f 1

tan 180--= ?

因为对f c 0因f esr 零点的相位滞后感兴趣，此点相移 esr

c Lc f f 0

tan

180--=

? （6-67）对于不同的f c 0/f esr 值,输出电容具有ESR （图6.33）的LC 滤波器的滞后相位（式（6-67））如表6.2所示。因此，设置误差放大器幅频特性的水平部分数值相等，但符号相反于G t 在f c 0的损耗。将f c 0定位在希望的位置。因为在大多数情况下，f c 0位于总相频特性G t 以斜率-20dB/dec 穿越。由表6.1和6.2选取适当地k （零点和极点的位置）值，产生所希望的相位裕度。

6.4.9 设计举例－稳定一个带Ⅱ型误差放大器的正激变换器反馈环路

通过设计的例子说明所有先前各节讨论的很多资料的相互关系。稳定闭环的正激变换器参数如下： U o = 5V; I o =10A; I o min =1A;

f s =100kHz －开关频率; 输出最小纹波U p = 50mV 。

假定输出滤波电容具有ESR ，同时f c 0位于LC 滤波的斜率－20dB/dec 处。这可以使用幅频特性如图6.34的Ⅱ型误差放大器。电路如图6.39所示。

首先计算LC 滤波器参数。根据正激变换器原理得到

()m i n 21o o I D T U L -= 如果D =D max ＝0.4，I o min =I o /10

()o o o o o o

I T U I T U I D T U L 33.021m i n m i n ==-=65

101510

53--?=??=(H) 因为输出纹波主要是输出电容的R esr （ESR ）和电感的脉动电流引起的，电感的脉动电流为ΔI = 2I o min 。U p =R esr ×ΔI ，根据经验有R esr C o =65×10-6,所以

F U I C p o o μ2600106505

.02

1065266min =??=

??=-- 输出滤波器的转折频率为

表6.1不同k 值Ⅱ型误差放大器

80610

2600101521

216

6=???==

--ππo c LC f Hz

由前面分析可知，ESR 零点频率使得幅频特性由斜率-40dB/dec 突然转到-20dB/dec,此点频率为

250010

6521

216

=??==

-ππesr o esr R C f Hz 在调制器中G m =0.5(U sp -1)/3,当占空度D =0.5时，U o =5V,U sp =11V ,因为U o =(U sp -1)T on /T ,于是，G m =0.5(11-1)/3=1.67,即＋4.5dB.

对于普通SG1524型PWM 芯片，误差放大器的参考输入为2.5V ，当U o =5V 时，R 1=R 2，采样网路增益G s －6dB,所以G m +G s =4.5-6=-1.5dB 。幅频特性G t 是各单元幅频特性相加G L + G m + G s 如图6.40中曲线ABCD 所示。A 到转折频率806Hz （B ）为G m +G s ＝－1.5dB 。在B ，曲线转折为斜率-40dB/dec,并一直继续到ESR 的2500Hz 零点（C ）。在C 转折为-20dB/dec 斜率。现在选择穿越频率为开关频率达1/5，即20kHz 。从幅频特性G t 上，20kHz 处是－40dB （数值为1/100）。因此，为保证环路增益在此频率为零，对应20kHz 穿越频率误差放大器的增益应为＋40dB 。误差放大器增益加上曲线ABCD 的总增益必须以斜率-20dB/dec 穿越，误差放大器的幅频特性如图6.40所示曲线EFGH.曲线上的F 到G 斜率为零，因为在20kHz 处曲线ABCD 斜率已经是-20dB/dec.

用Ⅱ型误差放大器就可以获得相频特性在F 到G 水平增益。Ⅱ型误差放大器水平部分增益是R 2/R 1。如果R 1任意取1k Ω，R 2则为100k Ω.

在f z 有一个零点来增加低频增益，以衰减电网纹波；极点位于G 点，用来降低高频增益，以减少尖峰噪声传到输出。很好分配零点和极点位置，获得希望的相位裕度。

假定相位裕度为45°.环路在20kHz 的总相移位180-45=135°。但LC 滤波器产生滞后相移如式（6-66）。由此式得到对于f c0＝20kHz 和f esa ＝2.5kHz 相位滞后是97°(表6.2)。于是，误差放大器仅允许135-97=38°.表6.1中若误差放大器滞后38°，k 稍大于3即可。

为了保证足够的裕度，假定k =4，产生相移为28°，加上LC 滤波器的97°滞后相移，总的相移滞后125°,因此相位裕度为180-125=55°，即在f c0有55°裕度。

k =4时，零点频率f z ＝20/4=5kHz ，式（6-59）中f z =(2πR 2C 1)-1.R 2=100k Ω，C 1=(2π×105×5×103)-1=318×10-12F ＝318pF 。极点在f p =20×4=80kHz 。由式(6-59)得到f p = (2π×R 2C 2)-1.R 2=100k Ω，则C 2=(2π×

105×8×104)－

1=20×10-12＝20pF 。设计完成的幅频特性如图6.40所示。曲线是总环路幅频特性。它是曲线ABCD 和EFGH 之和。

图 6.39 正激变换器反馈环路设计举例

I E

+60

+40 F G

+20 K

L H

0 M

A B N -20 C

-40 O -60

102 103 104 105 D f /Hz

图6.40 幅频特性－Ⅱ型误差放大器

还应当注意到取样电阻是R 1的一部分，实际R 1’= R 1- R s1// R s2

。

6.4.10 采用的Ⅲ型误差放大器和传递函数

当输出滤波电容具有ESR 时，输出纹波为R esr ΔI ,其中R esr ＝ESR ，而ΔI 是两倍的最小直流电流。大多数铝电解

电容具有ESR 。同时大多数电解电容有ESR ×C ＝65×10－

6。因此减少纹波，减少ESR ，就是增加电解电容的电容量，当然增加了电容的体积，可能增加得太大。

近年来，有些厂能生产出基本上没有ESR 的电解电容，以适合要求绝对最小纹波场合。如采用这样零ESR 的电容，大大影响误差放大器反馈环路的设计。在输出电容有ESR 时，通常f c 0在输出滤波的斜率-20dB/dec 上。这需要幅频特性在f c 0处水平的Ⅱ型误差放大器（图6.33）。

如果电容ESR=0，LC 的幅频特性在转折频率f c =(2π

LC )－1 以后，幅频特性以斜率-40dB/dec 继续下降(图

6.41(a))。这样可以将误差放大器幅频特性设计成在希望的f c 0与LC 的损耗数值相等，符号相反。而环路增益以斜率-20dB/dec 穿越f c 0，必须将误差放大器的幅频特性在f c 0中心区设计成+20dB/dec 斜率(图6.41(b)中曲线EFGHI)。误差放大器的幅频特性不允许在低频方向下降。如果下降，不能保证对电网低频纹波的抑制能力。在某频率f z （图6.41(a)），幅频特性必须转向在低频方向形成+20dB/dec 斜

率。在6.4.5节已经说明，误差放大器的传递函数中相同频率f z 提供两个零点得到由－20dB/dec 转向-20dB/dec 。在f z 以下，增益向高频方向以-20dB/dec 下降。因为由假定的原点极点提供。在f z 第一个零点将增益斜率转为水平。第二个零点转向+20dB/dec 。在远大于f c 0以上的频率不允许增益继续以+20dB/dec 上升。如果这样，增益在高频时很高，并将高频噪声传递到输出端。正如4.5节讨论的，在H 点的频率f p 提供两个极点，第一个极点转向水平，第二个转向-20dB/dec 。具有图6.41(a)幅频特性的的误差放大器叫做Ⅲ型误差放大器（Venable 命名的）。

因为对于Ⅱ型误差放大器，两个零点f z 和两个极点f p 的位置决定了f c 0的相位滞后。在f z 和f p 之间的分开越宽，相位裕度就越大。同时对于Ⅱ型误差放大器，f z 越移向低频，对100Hz 纹波衰减越差。f p 越移向高频，抑制高频噪声也越差。在通过到输出端高频分量就越大。

系数k 说明f z 和f p 之间的相对位置。这里设定k =f c 0/f z ＝f p /f c 0。在下一节，将计算由于f z 点双零点在f c 0的相位提升和由于f p 的双极点在f c0的相位滞后。 6.4.11 由于传递函数零点和极点Ⅲ型误差放大器的相位滞后

在6.4.7节指出由于频率f z 零点在f c 0的相位提升为k f f z c zb 1

01tan )/(tan --==?（式（6-64））。

如果在频率f z 有两个零点，提升的相位相加。因此由于两个相同频率f z 的零点在f c0的提升为

k zb 12tan 2-=?。

相似的，因频率f p 的极点在f co 的相位滞后为)/1(tan 1

k lp -=?(式（6-65）)。由于在频率f p 的两个极点的相位滞后也是相加。在f c0因频率f p 的两个极点的相位滞后为)/1(tan 21

2k lp -=?。相位提升和相位滞后加上90°滞后，此90°是固有原点极点90°。因此Ⅲ型误差放大器总相位滞后为 k

k tl 1

tan

2tan 2901

--+-=

? （6-68）通过Ⅲ型误差放大器的总的相位滞后根据不同的k 值按式（6-68）计算，如表6.3所示。比较表6.3和表6.1可以看到，带有两个零点和两个极点的Ⅲ型

误差放大器远小于Ⅱ型误差放大器的相位滞后。Ⅱ型仅有一个极点和

一个零点。然而Ⅲ型误差放大器用于滤波电容无ESR 的 LC 滤波器，

以减少相位滞后低于180°。因此低相位滞后的Ⅲ型误差放大器上必

图6.41 输出电容无ESR 和需要误差放大器

校正幅频特性

高效率开关电源设计实例.pdf

高效率开关电源设计实例--10W同步整流B u c k变换器以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸收电路的设计主要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每一片控制IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。 10W同步整流Buck变换器应用此设计实例是PWM设计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器(板载的10W降压Buck 变换器)。在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。很多运行性能的微妙之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使用现成买来的IC芯片时，3／4设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的(见图20的电路图)。设计指标输入电压范围： DC+10～+14V 输出电压： DC+5.0V 额定输出电流： 2.0A 过电流限制： 3.0A 输出纹波电压： +30mV(峰峰值) 输出调整：±1％最大工作温度： +40℃ “黑箱”预估值输出功率： +5.0V*2A=10.0W(最大) 输入功率： Pout/估计效率=10.0W／0.90=11.1W 功率开关损耗 (11.1W-10W) * 0．5=0.5W 续流二极管损耗： (1l.lW-10W)*0.5=0.5W 输入平均电流低输入电压时 11.1W／10V=1.1lA 高输入电压时： 11.1W／14V=0．8A 估计峰值电流： 1．4Iout(rated)=1．4×2．0A=2．8A 设计工作频率为300kHz。

开关电源闭环反馈响应及测试

开关电源闭环反馈响应及测试开关电源依靠反馈控制环路来保证在不同的负载情况下得到所需的电压和电流。反馈控制环路的设计影响到许多因素，包括电压调整、稳定性和瞬态响应。当某个反馈控制环路在某个频率的环路增益为单位增益或更高且总的相位延迟等于360 时，反馈控制环路将会产生振荡。稳定性通常用下面两个参数来衡量：相位裕量:当环路增益为单位增益时实际相位延迟与360 间的差值，以度为单位表示。增益裕量:当总相位延迟为360 时，增益低于单位增益的量，以分贝为单位表示。对多数闭环反馈控制系统，当环路增益大于0dB时，相位裕量都大于45 （小于315 ）。当环路相位延迟达到360 时，增益裕量为-20dB或更低。如果这些条件得到满足，控制环将具有接近最优的响应；它将是无条件稳定的，即不会阻尼过小也不会阻尼过大。通过测量在远远超出控制环通常操作带宽的情况下控制环的频率响应，可以保证能够反映出所有可能的情况。一个单输出开关电源的控制环增益和相位响应曲线。测量是利用一个GP102增益相位分析仪（一种独立的用来评价控制环增益和相位裕量的仪器）进行的，然后输入到电子表软件中。在这一例子中，从0dB增益交点到360 测量得到的相位裕量为82 （360 到 278 ）。从0dB增益交点到相位达到360 的增益裕量为-35dB。把这些增益和相位裕量值与-20dB增益裕量和60 相位裕量的目标值相比较，可以肯定被测试电源的瞬态响应和调节是过阻尼的，也是不可接受的。 0dB交点对应的频率为160Hz，这导致控制环的响应太慢。理想情况下，在1或2KHz处保持正的环增益是比较合适的，考虑到非常保守的增益和相位裕量，不必接近不稳定区即可改善控制环的动态特性。当然需要对误差放大器补偿器件进行一些小的改动。进行修改后，可以对控制环重新进行测试以保证其无条件稳定性。通常可利用频率响应分析仪（FRA）或增益-相位分析仪进行这种测量。这些仪器采用了离散傅里叶变换（DFT）技术，因为被测信号经常很小且被掩盖在噪声和电源开关台阶所产生的失真中。DFT用来从中提取出感兴趣的信号。测试信号注入为进行测量，FRA向控制环中注入一个已知频率的误差信号扰动。利用两个FRA通道来判断扰动要多长时间才能从误差放大器输入到达电源输出。扰动信号应该在控制环反馈信号被限制在单条路径的地方注入，并且来自低阻抗的驱动源。连接到电源输出或误差放大器输出的反馈路径是注入扰动信号的好地方。通过信号发生器通过一个隔离变压器连接到测试电路，以保证FRA信号发生器和被测试电路间的电气隔离。注入方法将扰动信号注入到误差放大器的输入。对于电源输出电压在FRA最大输入电压限制以内的情况，这一方法是合适的。如果被测量电源的输出电压比FRA最大输入电压还要高，那么第一种注入方法就不适用了。扰动信号被注入到误差放大器的输出，此处的控制环对地电压比较低。如果电源电压超过FRA输入范围则应采用这种注入方法。

300w开关电源设计(图纸)

TND313/D Rev 3, Sep-11 High-Efficiency 305 W ATX Reference Design Documentation Package ? 2011 ON Semiconductor.

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开关电源设计步骤(精)

开关电源设计步骤步骤1 确定开关电源的基本参数 ① 交流输入电压最小值u min ② 交流输入电压最大值u max ③ 电网频率F l 开关频率f ④ 输出电压V O （V ）：已知 ⑤ 输出功率P O （W ）：已知 ⑥ 电源效率η：一般取80％ ⑦ 损耗分配系数Z ：Z 表示次级损耗与总损耗的比值，Z=0表示全部损耗发生在初级， Z=1表示发生在次级。一般取Z=0.5 步骤2 根据输出要求，选择反馈电路的类型以及反馈电压V FB 步骤3 根据u ，P O 值确定输入滤波电容C IN 、直流输入电压最小值V Imin ① 令整流桥的响应时间tc=3ms ② 根据u ，查处C IN 值 ③ 得到V imin 步骤4 根据u ，确定V OR 、V B ① 根据u 由表查出V OR 、V B 值 ② 由V B 值来选择TVS 步骤5 根据Vimin 和V OR 来确定最大占空比Dmax V OR D m a x = ×100％ V OR +V I m i n －V D S (O N ) ① 设定MOSFET 的导通电压V DS(ON) ② 应在u=umin 时确定Dmax 值，Dmax 随u 升高而减小步骤6 确定C IN ,V Imin 值

步骤7 确定初级波形的参数 ① 输入电流的平均值I A VG P O I A VG= ηV Imin ② 初级峰值电流I P I A VG I P = (1－0.5K RP )×Dmax ③ 初级脉动电流I R ④ 初级有效值电流I RMS I RMS =I P √D max ×(K RP 2/3－K RP +1) 步骤8 根据电子数据表和所需I P 值选择TOPSwitch 芯片 ① 考虑电流热效应会使25℃下定义的极限电流降低10％，所选芯片的极限电流最小值 I LIMIT(min)应满足：0.9 I LIMIT(min)≥I P 步骤9和10 计算芯片结温Tj ① 按下式结算： Tj ＝[I 2RMS ×R DS(ON)+1/2×C XT ×(V Imax +V OR ) 2 f ]×R θ＋25℃ 式中C XT 是漏极电路结点的等效电容，即高频变压器初级绕组分布电容 ② 如果Tj ＞100℃，应选功率较大的芯片步骤11 验算I P IP=0.9I LIMIT(min) ① 输入新的K RP 且从最小值开始迭代，直到K RP =1 ② 检查I P 值是否符合要求 ③ 迭代K RP =1或I P =0.9I LIMIT(min) 步骤12 计算高频变压器初级电感量L P ，L P 单位为μH 106P O Z(1－η)+ η L P = × I 2P ×K RP (1－K RP /2)f η 步骤13 选择变压器所使用的磁芯和骨架，查出以下参数： ① 磁芯有效横截面积Sj （cm 2），即有效磁通面积。 ② 磁芯的有效磁路长度l （cm ） ③ 磁芯在不留间隙时与匝数相关的等效电感AL(μH/匝2) ④ 骨架宽带b （mm ）步骤14 为初级层数d 和次级绕组匝数Ns 赋值 ① 开始时取d ＝2（在整个迭代中使1≤d ≤2） ② 取Ns=1(100V/115V 交流输入)，或Ns=0.6(220V 或宽范围交流输入) ③ Ns=0.6×(V O +V F1) ④ 在使用公式计算时可能需要迭代步骤15 计算初级绕组匝数Np 和反馈绕组匝数N F ① 设定输出整流管正向压降V F1 ② 设定反馈电路整流管正向压降V F2 ③ 计算N P

电子工程师的设计经验笔记

电子工程师必备基础知识（一）运算放大器通过简单的外围元件，在模拟电路和数字电路中得到非常广泛的应用。运算放大器有好些个型号，在详细的性能参数上有几个差别，但原理和应用方法一样。运算放大器通常有两个输入端，即正向输入端和反向输入端，有且只有一个输出端。部分运算放大器除了两个输入和一个输出外，还有几个改善性能的补偿引脚。光敏电阻的阻值随着光线强弱的变化而明显的变化。所以，能够用来制作智能窗帘、路灯自动开关、照相机快门时间自动调节器等。干簧管是能够通过磁场来控制电路通断的电子元件。干簧管内部由软磁金属簧片组成，在有磁场的情况，金属簧片能够聚集磁力线并使受到力的作用，从而达到接通或断开的作用。电子工程师必备基础知识（二）电容的作用用三个字来说：“充放电。”不要小看这三个字，就因为这三个字，电容能够通过交流电，隔断直流电；通高频交流电，阻碍低频交流电。电容的作用如果用八个字来说那就：“隔直通交，通高阻低。”这八个字是根据“充放电”三个字得出来的，不理解没关系，先死记硬背住。能够根据直流电源输出电流的大小和后级（电路或产品）对电源的要求来先择滤波电容，通常情况下，每1安培电流对应1000UF-4700UF是比较合适的。电子工程师必备基础知识（三）电感的作用用四个字来说：“电磁转换。”不要小看这四个字，就因为这四个字，电感能够隔断交流电，通过直流电；通低频交流电，阻碍高频交流电。电感的作用再用八个字来说那就：“隔交通直，通低阻高。”这八个字是根据“电磁转换”三个字得出来的。

电感是电容的死对头。另外，电感还有这样一个特点：电流和磁场必需同时存在。电流要消失，磁场会消失；磁场要消失，电流会消失；磁场南北极变化，电流正负极也会变化。电感内部的电流和磁场一直在“打内战”，电流想变化，磁场偏不让变化；磁场想变化，电流偏不让变化。但，由于外界原因，电流和磁场都可能一定要发生变化。给电感线圈加上电压，电流想从零变大，可是磁场会反对，因此电流只好慢慢的变大；给电感去掉电压，电流想从大变成零，可是磁场又要反对，可是电流回路都没啦，电流已经被强迫为零，磁场就会发怒，立即在电感两端产生很高的电压，企图产生电流并维持电流不变。这个电压很高很高，甚至会损坏电子元件，这就是线圈的自感现象。给一个电感线圈外加一个变化磁场，只要线圈有闭合的回路，线圈就会产生电流。如果没回路的话，就会在线圈两端产生一个电压。产生电压的目的就是要企图产生电流。当两个或多个丝圈共用一个磁芯（聚集磁力线的作用）或共用一个磁场时，线圈之间的电流和磁场就会互相影响，这就是电流的互感现象。大家看得见，电感其实就是一根导线，电感对直流的电阻很小，甚至能够忽略不计。电感对交流电呈现出很大的电阻作用。电感的串联、并联非常复杂，因为电感实际上就是一根导线在按一定的位置路线分布，所以，电感的串联、并联也跟电感的位置相关（主要是磁力场的互相作用相关），如果不考虑磁场作用及分布电容、导线电阻（Q值）等影响的话就相当于电阻的串联、并联效果。交流电的频率越高，电感的阻碍作用越大。交流电的频率越低，电感的阻碍作用越小。电感和充满电的电容并联在一起时，电容放电会给电感，电感产生磁场，磁场会维持电流，电流又会给电容反向充电，反向充电后又会放电，周而复始……如果没损耗，或能及时的补充这种损耗，就会产生稳定的振荡。电子工程师必备基础知识（四）

各种开关电源介绍-开关电源设计知识大全

开关电源介绍一、基础知识：新型变压器：磁性元件，新型磁材料和新型变压器的开发。如集成磁路，平面型磁心，超薄型变压器；以及新型变压器如压电式，无磁芯印制电路变压器等，使开关电源的尺寸重量都可减少许多。硬开关的条件下MOSFET和IGBT开关损耗分析： 1)．开通损耗方面：由于MOSFET的输出电容大，器件处于断态时，输入电压加在输出电容上，输出电容储存较大能量。在相继开通时这些能量全部消耗在器件内，开通损耗大。器件的开通损耗和输出电容成正比，和频率成正比和输入电压的平方成正比[12]。而IGBT的输出电容比MOSFET小得多，断态时电容上储存的能量较小，故开通损耗较小。 2)．关断损耗方面：MOSFET属单极型器件，可以通过在施加栅极反偏电压的方法，迅速抽走输入电容上的电荷，加速关断，使MOSFET关断时电流会迅速下降至零，不存在拖尾电流，故关断损耗小[10]；而IGBT由于拖尾电流不可避免，且持续时间长(可达数微秒)，故关断损耗大。综合以上分析，硬开关条件下MOSFET的开关损耗主要是由开通损耗引起，而IGBT则主要是由关断损耗引起。因此使用MOSFET作为主开关器件的电路，应该工作于ZVS条件下，这样在器件开通前，漏极和源极之间的电压先降为零，输出电容上储存能量很小，可以大大降低MOSFET的开通损耗；而使用IGBT作为主开关器件的电路，应该工作于ZCS条件下，这样在器件关断前，流过器件的电流先降为零，可以大大降低因拖尾电流造成的关断损耗。软开关：当电流过零时，使器件关断；当电压过零时，使器件开通-实现开关损耗为零。变流器：把输入的电源，进行电压、电流变换，达到规定的要求后输出给用电设备。 DC-DC：直流变压器。斩波器。为什么反激开关电源只能适合小功率？200W以下。正激开关电源适合大功率开关电源？高效率小体积（高功率密度）一直是DC-DC变换器用户的追求，也是设计的要点。提高功率密度最有效的方式就是提高开关频率，线圈和变压器对高速变化的磁力线感应灵敏度高、特别高效率，衰减特别小，传递效率特别高，而对低频变化的磁力线灵敏度低、衰减大，传递效率差，因此高频下的磁芯体积会大幅度减小，但频率的提高会使开关管的开关损耗加大，对变换器的效率造成影响。如何在高频下减小开关管的开关损耗，是DC-DC变换器是否能实现高效率高功率密度的关键，在这种背景下，高频软开关技术逐渐成为研究的热点，LLC谐振变换器是在串联谐振变换器的基础上增加了一个与负载并联的电感，是目前效率最高的开关电源。

精通开关电源设计

《精通开关电源设计》笔记三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1，电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3，功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4，周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26，最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。

高效率开关电源设计实例

高效率开关电源设计实例文档编制序号：[KKIDT-LLE0828-LLETD298-POI08]

高效率开关电源设计实例--10W同步整流B u c k变换器以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸收电路的设计主要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每一片控制IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。 10W同步整流Buck变换器应用此设计实例是PWM设计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器()。在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。很多运行性能的微妙之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使用现成买来的IC芯片时，3／4设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的(见图20的电路图)。设计指标输入电压范围： DC+10～+14V 输出电压： DC+ 额定输出电流：过电流限制：输出纹波电压： +30mV(峰峰值) 输出调整：±1％最大工作温度： +40℃ “黑箱”预估值输出功率： +*2A=(最大) 输入功率： Pout/估计效率=／= 功率开关损耗* 0．5= 续流二极管损耗：*= 输入平均电流低输入电压时／10V= 高输入电压时：／14V=0．8A 估计峰值电流： 1．4Iout(rated)=1．4×2．0A=2．8A 设计工作频率为300kHz。

开关电源闭环设计详细说明书

6.4 开关电源闭环设计从反馈基本概念知道：放大器在深度负反馈时，如输入不变，电路参数变化、负载变化或干扰对输出影响减小。反馈越深，干扰引起的输出误差越小。但是，深反馈时，反馈环路在某一频率附加相位移如达到180°,同时输出信号等于输入信号，就会产生自激振荡。开关电源不同于一般放大器，放大器加负反馈是为了有足够的通频带，足够的稳定增益，减少干扰和减少线性和非线性失真。而开关电源，如果要等效为放大器的话，输入信号是基准（参考）电压U ref，一般说来，基准电压是不变的；反馈网络就是取样电路，一般是一个分压器，当输出电压和基准一定时，取样电路分压比（k v）也是固定的（U o=k v U ref）。开关电源不同于放大器，内部（开关频率）和外部干扰（输入电源和负载变化）非常严重，闭环设计目的不仅要求对以上的内部和外部干扰有很强抑制能力，保证静态精度，而且要有良好的动态响应。对于恒压输出开关电源，就其反馈拓扑而言，输入信号（基准）相当于放大器的输入电压，分压器是反馈网络，这就是一个电压串联负反馈。如果恒流输出，就是电流串联负反馈。如果是恒压输出，对电压取样，闭环稳定输出电压。因此，首先选择稳定的参考电压，通常为5～6V或2.5V，要求极小的动态电阻和温度漂移。其.次要求开环增益高，使得反馈为深度反馈，输出电压才不受电源电压和负载（干扰）影响和对开关频率纹波抑制。一般功率电路、滤波和PWM发生电路增益低，只有采用运放（误差放大器）来获得高增益。再有，由于输出滤波器有两个极点，最大相移180°，如果直接加入运放组成反馈，很容易自激振荡，因此需要相位补偿。根据不同的电路条件，可以采用Venable三种补偿放大器。补偿结果既满足稳态要求，又要获得良好的瞬态响应，同时能够抑制低频纹波和对高频分量衰减。 6.4.1 概述

开关电源学习笔记(含推导公式)

《开关电源》笔记三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1，电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3，功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4，周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26，最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。

开关电源闭环设计详细说明

环增益高，使得反馈为深度反馈，输出电压才不受电源电压和负载（干扰）影响和对开关频率纹波抑制。一般功率电路、滤波和PWM 发生电路增益低，只有采用运放（误差放大器）来获得高增益。再有，由于输出滤波器有两个极点，最大相移180°，如果直接加入运放组成反馈，很容易自激振荡，因此需要相位补偿。根据不同的电路条件，可以采用Venable 三种补偿放大器。补偿结果既满足稳态要求，又要获得良好的瞬态响应，同时能够抑制低频纹波和对高频分量衰减。 6.4.1 概述图6.31为一个典型的正激变换器闭环调节的例子。可以看出是一个负反馈系统。PWM 控制芯片中包含了误差放大器和PWM 形成电路。控制芯片也提供许多其他的功能，但了解闭环稳定性问题，仅需考虑误差放大器和PWM 。对于输出电压U o 缓慢或直流变化,闭环当然是稳定的。例如输入电网或负载变化（干扰），引起U o 的变化，经R 1和R 2取样（反馈网络），图6.31 典型的正激变换器闭环控制 **PWM 驱动EA R1R2Resr Co Lo Us Ns Nr Np Q1Ub Udc Uref Ut A B 误差放大Uea Uo Us 3V Uea 0Ut t0t1Ub ton ton T Uy B

开关电源的制作流程

开关电源的制作流程开关电源（Switch Mode Power Supply，SMPS）具有高效率、低功率、体积小、重量轻等显著优点，代表了稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。开关电源的设计与制作要求设计者具有丰富的实践经验，既要完成设计制作，又要懂得调试、测试与分析等。本文章介绍开关电源组成及制作、调试所需的基本步骤和方法。第一节开关电源的电路组成开关电源一般是指输入与输出隔离的电源变换器，包括AC/DC电源变换器和DC/DC电源变换器，也称为AC/DC开关电源和DC/DC开关电源。非隔离式DC/DC变换器也属于开关电源，通常称之为开关稳压器。 1、AC/DC开关电源的组成 AC/DC开关电源的典型结构如图1-1-1所示。电源由输入电磁干扰（EMI）滤波器、输入整流/滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流/滤波电路和输出电压反馈电路组成。图1-1-1 AC/DC开关电源的典型结构其中输入整流/滤波电路、功率变换电路、输出整流/滤波电路和PWM控制器电路是主要电路，其他为辅助电路。有些开关电源中还有防雷击电路、输入过压/欠压保护电路、输出过压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等其他辅助电路。 2. DC/DC开关电源的组成 DC/DC开关电源的组成相对AC/DC开关电源要简单一点，其典型结构如图1-1-2所示。电源由输入滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流/滤波电路和输出电压反馈电路组成。当然，有些DC/DC开关电源也会包含其他辅助电路。图1-1-2 DC/DC开关电源的典型结构

第二节开关电源的制作流程开关电源的设计与制作要从主电路开始，其中功率变换电路是开关电源的核心。功率变换电路的结构也称开关电源拓扑结构，该结构有多种类型。拓扑结构也决定了与之配套的PWM控制器和输出整流/滤波电路。下面介绍开关电源设计与制作一般流程。 1.解定电路结构(DC/DC变换器的结构) 无论是AC/DC开关电源还是DC/DC开关电源，其核心都是DC/DC变换器。因此，开关电源的电路结构就是指DC/DC变换器的结构。开关电源中常用的DC/DC变换器拓扑结构如下: (1)降压式变换器，亦称降压式稳压器。 (2)升压式变换器，亦称升压式稳压器。 (3)反激式变换器。 (4)正激式变换器。 (5)半桥式变换器。 (6)全桥式变换器。 (7)推挽式变换器。降压式变换器和升压式变换器主要用于输入、输出不需要隔离的DC/DC变换器中；反激式变换器主要用于输入、输出需要隔离的小功率AC/DC或DC/DC变换器中；正激式变换器主要用于输入/输出需要隔离的较大功率AC/DC或DC/DC变换器中；半桥式变换器和全桥式变换器主要用于输入/输出需要隔离的大功率AC/DC或DC/DC变换器中，其中全桥式变换器能够提供比半桥式变换器更大的输出功率；推挽式变换器主要用于输入/输出需要隔离的较低输入电压的DC/DC或DC/AC变换器中。顾名思义，降压式变换器的输出电压低于输入电压，升压式变换器的输出电压高于输入电压。在反激式、正激式、半桥式、全桥式和推挽式等具有隔离变压器的DC/DC变换器中，可以通过调节高频变压器的一、二次匝数比，很方便地实现电源的降压、升压和极性变换。此类变换器既可以是升压型，也可以是降压型号，还可以是极性变换型。在设计开关电源时，首先要根据输入电压、输出电压、输出功率的大小及是否需要电气隔离，选择合适的电路结构。 2.选择控制电路(PWM) 开关电源是通过控制功率晶体管或功率场效应管的导通与关断时间来实现电压变换的，其控制方式主要有脉冲宽度调制、脉冲频率调制和混合调制三种。脉冲宽度调制方式，简称脉宽度调制，缩写为PWM；脉冲频率调制方式，简称脉频调制，缩写PFM；混合调制方式，是指脉冲宽度与开关频率均不固定，彼此都能改变的方式。 PWM方式，具有固定的开关频率，通过改变脉冲宽度来调节占空比，因此开关周期也是固定的，这就为设计滤波电路提供了方便，所以应用最为普通。目前，集成开关电源大多采用此方式。为便于开关电源的设计，众多厂家将PWM控制器设计成集成电路，以便用户选择。开关电源中常用的PWM控制器电路如下: (1)自激振荡型PWM控制电路。 (2)TL494电压型PWM控制电路。 (3)SG3525电压型PWM控制电路。 (4)UC3842电流型PWM控制电路。 (5)TOPSwitch-II系列的PWM控制电路。 (6)TinySwitch系列的PWM控制电路。 3.确定辅助电路

反激设计最牛笔记

【最牛笔记】大牛开关电源设计全过程笔记！反激变换器设计笔记 1、概述开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。基本的反激变换器原理图如图1 所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W～60W）开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。 2、设计步骤

接下来，参考图2 所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器 1.Step1：初始化系统参数 ------输入电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC ------电网频率：fline（国内为50Hz） ------输出功率：（等于各路输出功率之和） ------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率，估算输入功率：对多路输出，定义KL（n）为第n 路输出功率与输出总功率的比值：

单路输出时，KL（n）=1. 2. Step2：确定输入电容Cbulk Cbulk 的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压（85～265VAC），取2～3μF/W；对窄范围输入电压（176～265VAC），取1μF/W 即可，电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。

一般在整流后的最小电压Vinmin_DC 处设计反激变换器，可由Cbulk 计算Vinmin_DC： 3. Step3：确定最大占空比Dmax 反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM 模式常被推荐使用在高压小电流输出的场合。

开关电源开发流程

开关电源开发流程 1 目的希望以簡短的篇幅，將公司目前設計的流程做介紹，若有介紹不當之處，請不吝指教. 2 設計步驟: 2.1 繪線路圖、PCB Layout. 2.2 變壓器計算. 2.3 零件選用. 2.4 設計驗證. 3 設計流程介紹(以DA-14B33為例): 3.1 線路圖、PCB Layout請參考資識庫中說明. 3.2 變壓器計算: 變壓器是整個電源供應器的重要核心，所以變壓器的計算及驗証是很重要的，以下即就DA-14B33變壓器做介紹. 3.2.1 決定變壓器的材質及尺寸: 依據變壓器計算公式 B(max) = 鐵心飽合的磁通密度(Gauss) Lp = 一次側電感值(uH) Ip = 一次側峰值電流(A) Np = 一次側(主線圈)圈數 Ae = 鐵心截面積(cm2) B(max) 依鐵心的材質及本身的溫度來決定，以TDK Ferrite Core PC40為例，100℃時的B(max)為3900 Gauss，設計時應考慮零件誤差，所以一般取3000~3500 Gauss之間，若所設計的power為Adapter(有外殼)則應取3000 Gauss左右，以避免鐵心因高溫而飽合，一般而言鐵心的尺寸越大，Ae越高，所以可以做較大瓦數的Power。 3.2.2 決定一次側濾波電容: 濾波電容的決定，可以決定電容器上的Vin(min)，濾波電容越大，Vin(win) 越高，可以做較大瓦數的Power，但相對價格亦較高。 3.2.3 決定變壓器線徑及線數: 當變壓器決定後，變壓器的Bobbin即可決定，依據Bobbin的槽寬，可決定變壓器的線徑及線數，亦可計算出線徑的電流密度，電流密度一般以6A/mm2為參考，電流密度對變壓器的設計而言，只能當做參考值，最終應以溫昇記錄為準。 3.2.4 決定Duty cycle (工作週期): 由以下公式可決定Duty cycle ，Duty cycle的設計一般以50%為基準，Duty cycle若超過50%易導致振盪的發生。 NS = 二次側圈數 NP = 一次側圈數 V o = 輸出電壓 VD= 二極體順向電壓 Vin(min) = 濾波電容上的谷點電壓 D = 工作週期(Duty cycle)

BUCK开关电源闭环控制的仿真研究-20V10V

CHANGZHOU INSTITUTE OF TECHNOLOGY 课程设计说明书课程设计名称: 电力电子题目:BUCK开关电源闭环控制的仿真研究- 20V/ 10V 电力电子课程设计任务书二级学院(直属学部):电子信息与电气工程学院专业:电气工程及其自动化班级:所属组号2# 指导教师职称讲师

目录一、课题背景 (1) 1、buck电路的工作原理 (1)

二、课题设计要求 (2) 三、课题设计方案 (2) 1、系统的组成 (2) 2、主电路部分的设计 (3) 3、闭环系统的设计 (4) 4、闭环系统的仿真 (8) 四、总结及心得体会 (13) 五、参考文献 (14) 附录 (15)

一、课题背景 1、buck 电路的工作原理 Buck 电路是由一个Mosfet S 与负载串联构成的，是一种降压斩波电路，其电路如图1-1，其中R C 为电容的等效电阻(ESR)。图1.1 buck 变换器主电路图由驱动信号周期地控制mosfet S 的导通与截止，通过改变驱动信号的占空比D ，来改变输出电压Uo 。当电路中上管导通时，源极电压等于输入电压，因此驱动管的栅极电压=Vin+Vgs ，IC 不能直接驱动，IC 部将上管的驱动路采用浮地的方式，外接自举电容组成偏置电路来驱动上管。根据开关管的通断状态列基尔霍夫电压方程：当开关管导通时： IN O L ON L ON /V V V V L i T ---=? （1-1）当开关管关断时： O L D L OFF /V V V L i T ++=? （1-2） 2.BUCK 开关电源的应用自从20世纪70年代，用高频开关电源取代线性调节器式电源以来，高频开关电源得到了很大的发展。40多年来，高频开关电源的技术进步和发展历程有三大标志：①功率半导体开关器件用功率场效应晶体管(MOSFET)和绝缘栅双极型晶体管(IGBT)取代了70年代使用的普通功率晶体管；②高频化PWM 与PFM 控制技术的应用和软开关技术的应用；③开关电源系统集成技术的应用。现代的高频开关电源技术是发展最快、应用最广泛的一种电力电子电源技术。可以说，凡是用电的电子设备没有不用开关电源的，如家用电器中的电视机、个人计算机、音响设备、日光灯镇流器、医院的医疗设备、通信电源、航空航天电源、UPS 电源、变频器电源、交流电动机的变频调速电源、便携式电子设备的电源等，都要使用高频开关电源。这些电源功率通常仅有几十瓦至几百瓦。手机等移动电子设备的充电器也是开关电源，但功率仅有几瓦。通信交换机、巨型计算机等大型设备的电源也是开关电源，但功率较大，可达数千瓦至数百千瓦。工业上也大量应用开关电源，如数控机床、自动化流水线中，采用各种规格的开关电源为其控制电路供电。

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