fly谈LLC
电源网友FLY谈LLC
要了解LLC，就要先了解软开关。对于普通的拓扑而言，在开关管开关时，MOSFET的D-S间的电压与电流产生交叠，因此产生开关损耗。如图所示：
为了减小开关时的交叠，人们提出了零电流开关（ZCS)和零电压开关(ZVS)两种软开关的方法。对于ZCS：使开关管的电流在开通时保持在零，在关断前使电流降到零。对于ZVS:使开关管的电压在开通前降到零在关断时保持为零。
最早的软开关技术是采用有损缓冲电路来实现。从能量的角度来看，它是将开关损耗转移到缓冲电路中消耗掉，从而改善开关管的工作条件。这种方法对变换器的效率没有提高，甚至会使效率降低。目前所研究的软开关技术不再采用有损缓冲电路，这种技术真正减小了开关损耗，而不是损耗的转移，这就是谐振技术。而谐振变换器又分为全谐振变换器，准谐振变换器，零开关PWM变换器和零转换PWM变换器。全谐振变换器的谐振元件一直谐振工作，而准谐振变换器的谐振元件只参与能量变换的某一个阶段，不
是全程参与。零开关PWM变换器是在准谐振的基础上加入一个辅助开关管，来控制谐振元件的谐振过程。零转换PWM变换器的辅助谐振电路只是在开关管开关时工作一段时间，其它时间则停止工作。
全谐振变换器主要由开关网络和谐振槽路组成，它使得流过开关管的电流变为正弦而不是方波，然后设法使开关管在某一时刻导通，实现零电压或零电流开关。
对于LLC而言，通常让开关管在电流为负时导通。在导通前，电流从开关管的体内二极管流过，开关管D-S之间电压被箝位在0V（忽略二极管压降），此时开通二极管，可以实现零电压开通；在关断前，由于D-S间的电容电压为0v而且不能突变，因此也近似于零电压关断。
从上面的分析可以看出，要实现零电压开关，开关管的电压必须滞后于电流。因此必须使谐振槽路始终工作在感性状态。
对于LLC，其变压器可以等效为激磁电感与理想变压器的并联。当工作在重载的情况下的时候，由漏感，谐振电容和负载构成串联谐振回路。
谐振频率为:
当LLC工作在空载的时候，由漏感，激磁电感和谐振电容构成串联谐振回路。
谐振频率为：
从上面我们可以看到在空载时的谐振频率要低于带载时的谐振频率。从其本质上看，LLC电路实际上就是有两个谐振点的串联谐振电路。
对于谐振电路而言，要使其呈现感性状态，必须使外加激励的频率高于谐振频率。因此对于LLC，其最小开关频率不能低于fR2. 从开关频率与谐振频率的关系来看，LLC 的工作状态分为fs=fR1, fs>fR1,fR2 在t0时刻前。上管Q1关断，下管Q2导通。谐振电流通过Q2流通，变压器向副边传递能量，副边二极管D2导通向负载提供能量。变压器原边被副边电压箝位，激磁电流线性上升。 由于fs=fR1，在t1时刻正好完成半个周期的谐振，谐振电流与激磁电流刚好相等。变压器副边无电流，二极管D2自然关断，实现ZCS。在死区时间t0-t1时段内，激磁电 流给Q1,Q2的输出电容Coss1和Coss2充电，当Coss1两端的电压为0V时，Q1的体二极管导通，电流通过体二极管流通，在t1时刻让Q1导通，便可实现Q1的ZVS。 当Q1导通后，谐振电流通过Q1反向流通，谐振电流大于激磁电流，副边二极管D1导通向负载提供能量。 随着谐振电流逐渐增大，到t2时刻，谐振电流为正，顺向流过Q1，直至Q1关断。 t3-t4为死区时间，过程与t0-t1时段相同。随后下管Q2开通，开始另一半周的工作，其过程与Q1导通期间的过程相同。从上面的波形可以看到，当fs=fR1的时候，原边电流波形为正弦波，Q1,Q2都是ZVS,副边二极管D1,D2都是ZCS。 接下来我们讲一下在fs>fR1时的工作情况。当fs=fR1,fs>fR1时，励磁电感不参与谐振，其特性就是一个串联谐振的特性。 在t0时刻前，Q1关断，Q2导通，谐振电流通过变压器耦合到副边，副边二极管D1关断，D2导通，向负载传递能量。变压器两端的电压被输出箝位，励磁电流线性增大。 到t0时刻，下管Q2关断。原边谐振电流向Coss1和Coss2充电，使Q1两端电压在死区结束前能降到0。由于fs>fR1,此时谐振电流大于励磁电流。因此谐振电流迅速减小到励磁电流。在谐振电流减小到励磁电流前，变压器副边仍有电流流动，变压器原边仍被箝位，因此谐振电流的下降斜率为（Vc-n.Vo)/Lr, Vc为谐振电容上的电压。副边整流二极管D2上的电流逐渐减小，当协整电流等于励磁电流的时候，D2的电流减小到0，实现ZCS. 通，Q1便是ZVS。Q1导通后，Ls,Cr开始另一半周的谐振。副边二极管D1导通。 程与t0-t3相同。 由上面的分析和波形可以看出，当fs>fR1时，LLC原边实现ZVS，副边实现ZCS，副边二极管工作在电流断续的状态。 我们再来看一下当fR2 在t0时刻，上管Q1导通，下管关断。Ls与Cr谐振，谐振电流反向流过Q1，副边二极管D1导通，向负载提供能量。变压器原边被输出箝位，励磁电流线性增大。 在t1时刻，谐振电流反向，正向通过Q1。 由于fs 在t3时刻，Q1关断。原边电流向Coss2充电，使下管Q2能实现零电压开通。 t4时刻，Q2导通，开始另一半周的工作。其过程与t0-t4相同。 三种工作模式的时序讲完了，接下来我会讲一下LLC的参数设计。 对于LLC的参数设计，主要是确定： 1.所希望的特性，轻载和满载的特性，取决于K和Q； 2.工作点，开关频率是高于谐振频率还是低于谐振频率，主要取决于变压器的匝比； 3.确定参数，漏感和励磁电感的大小，谐振电容的容值。 从前面的分析我们可以看到，LLC变换器最关键的LLC谐振槽路的设计。对于半桥网络，只提供一个频率可变，50%占空比的方波激励。对于理想变压器和输出整流网络，其增益是固定不变的。因此为了更好的研究LLC谐振槽路的特性及设计，我们需要简化LLC谐振槽路的输入输出模型。对于谐振槽路，起主导作用的是激励的基波成分。因此我们用基波等效（FHA)来等效输入模型。 上面是一个LLC的电路，我们可以等效为如下的等效电路。 对于谐振槽路的输入端，也就是Q1,Q2连接点，我们通常称为半桥中点，其电压波形为一个幅值为Vdc的方波， 经过傅里叶分解，我们可以得到它的基波为： 其有效值为 由于变压器副边绕组的电流为正弦波，对于全桥整流电路 此分析同样适用于全波整流，因此 得到输入输出的等效后，我们可以计算谐振槽路的增益。 其中谐振频率： 品质因素： 归一化频率： 根据上面的归一化增益公式，我们可以得到不同的Q对应的增益曲线，也就是平常所熟知的Q值曲线。 从曲线上可以看到： 1，对应于不同的Q值曲线，其曲线顶点的右侧为ZVS区域，左侧为ZCS区域。 2:所有的Q值曲线在谐振频率处的增益为1.也就是说在fs=fr1这一点，LLC变化器的工作状态与负载无关。这也正是我们所希望的。通常情况下我们将这一点选定为正常输入电压时的工作点。但是由于线路压降等原因，实际中不太可能刚好工作在这一点。 从归一化的增益公式，我们可以看到，影响LLC增益的因素有fn,k,Q. 对于fn,通常我们希望它稳态时为1。所以我们先来讨论下k的影响。我们可以改变k的数值，得到不同的Q值曲线图 从上面不同的Q值曲线上，我们可以看到，k值越小，Q值曲线越陡峭，要获取相同增益时，频率变化越小。 那么K值是不是越小越好呢？答案是K值并不是越小越好。K值越小，意味着相对于相同的Lr, 励磁电感Lm要越小，开关管的损耗会增大。所以通常情况下，我们把K值取在3-7之间。 当我们确定K值后，就可以得到一组Q值曲线。我们如何去理解这个Q值曲线呢？当我们的输入和输出电压固定的时候，并且变压器变比固定的时候，根据上面的公式，我们是可以得到一个固定的我们所需要的谐振槽路的增益M。当对应于某一个输入电压时，我们需要谐振槽路提供的增益为Mx.我们可以在Q值曲线上画一条Mx的直线，Mx这条直线和Q值曲线相交的点，就是LLC在不同负载下的工作点。 从图上我们可以看到，当负载增大时，Q值也增大，Q值曲线左移，Q值曲线与Mx相交点的频率是降低的。因此我们可以看到当负载增加的时候，LLC的工作频率是减小的。从物理意义上来讲，当负载阻抗Rac减小的时候，Lr与Cr构成的串联谐振回路上的阻抗也要减小，以维持Rac上得到的分压不变。只有通过降低频率才能使Lr和Cr构成的串联阻抗减小。因此，当负载加重时，LLC的开关频率是减小的；当负载减轻的时候，LLC 的开关频率是增大的。 从上面的分析我们可以看到，当输入输出电压，负载以及变压器变比确定的时候，LLC的开关频率就确定了，也就是LLC的工作点是确定的了。那么我们如何去调整这个工作点呢？ 从上面的分析可以看出，LLC的工作点与增益有关。当谐振参数确定后，唯一能改变增益的就是变压器的变比。因此要改变LLC的开关频率，只有通过改变变压器的匝比来实现。对于LLC，还有一个很重要的参数就是Q值。我们来看一下熟悉的Q值曲线，从曲线上我们可以看到，Q值越小，Q值曲线越陡峭，Q值曲线的右侧为ZVS区域。因此我们可以找 到Q值取值的最大值Qmax，它为LLC最大的直流增益Mmax与Q值曲线相交的最大值，这一点是保证在Mmax下，也就是对应最小频率下能实现ZVS的临界条件。如果选择的Q值大于Qmax, LLC将会进入ZCS区域。 可以通过对LLC谐振槽路的等效阻抗推导出Qmax 在设计中，为了留有一定的裕量，我们通常取Q值为Qmax的90%-95%。 009simon提问： 大师，小弟这里有一个问题始终没能弄懂。就是，最后一种工作状态，我觉得应该是：0.5fr1 fly回答：