射频功放仿真基本方法
功率器件仿真基本方法
对于微波大功率有源器件来说，其输入输出阻抗是一个关键的参数，且不易测量。而在设计中，没有这些参数，设计将无从下手。目前微波大功率的有源器件大多采用金属氧化物半导体场效应晶体管(LDMOSFET-Lateral Diffused metallic oxide semiconductor field effect transistor)，因此本文以LDMOS功率管的仿真为例探讨微波有源器件仿真。
由于大家所公认的大功率器件仿真的难度，特别是在器件模型建立方面的难度，使得这一工作较其他电路如小信号电路仿真做的晚，且精度也较小信号电路低。目前公司内部在这方面所作的工作也相对较少。
随着技术的发展，目前的很多仿真软件已经做的很完善，如ADS，它可以提供各种数字和模拟系统及电路的仿真平台，用户的主要任务就是给目标器件建模和搭建电路。而目前我们使用的主流LDMOS器件即Motorola的大部分器件均提供ADS仿真的模型，我们只要直接使用，这给我们的仿真工作带来了极大的方便，极大的减小了工作量，并提高了准确度。
本文主要探讨使用ADS2002仿真计算大功率LDMOS器件的工作点、输入输出阻抗及其对应的线性指标、电流、增益等电参数。
1LDMOS器件模型
首先我们了解一下Motorola的LDMOS器件库的情况。图1.1是其在原理图中的符号。
图1.1 Motorola LDMOS器件模型
它的器件分为两类：单管(MRF_MET_MODEL & MRF_ROOT_MODEL)和对管(MRF_MET_PP_MODEL & MRF_ROOT_PP_MODEL)。从上面的名称我们可以看出，每一个管子有两个模型，即MET模型和ROOT模型。
MET LDMOS 模型(Moto Electro Thermal Model)是一个经验大信号模型，它可以精确的描述在任意的偏置点和环境温度下的电流电压特性。其大信号和小信号模型分别如图1.2和图1.3所示[1]。ROOT模型是一种基于HP Root FET Model generator产生的数据库模型，该模型生成器根据小信号的S参数和测量得到的直流数据生成大信号模型。ROOT模型给出的器件特性是偏置点、频率和功率电平的函数。该模型适用于已经有测量数据但是物理的或经验的模型还没有建立的器件的仿真[2]。
图1.2大信号等效电路MET LDMOS 模型
图1.3 小信号等效电路MET LDMOS 模型
根据上面对Motorola LDMOS 器件库的认识，在下面的讨论中，我们首先选用目前使用比较多的中等功率管MRF9045的MET 模型。下面我们按照设计的一般步骤，对MRF9045进行仿真、设计。
2 直流工作点仿真
直流偏置仿真电路如图2.1所示，该电路使用了ADS 内置的场效应管的直流仿真模块FET Curve Tracer ，使得该电路十分的简洁明了。该电路仿真常温(25℃)下漏级电流随栅源电压VGS 和漏源电压VDS 的变化情况。图中，Motorola LDMOS 管有三个参数：TSNK-Heat Sink Temp, RTH -Thermal Resistance coeff., CTH -Thermal Capacitance, 该电路均使用默认值。
图2.1 常温直流偏置仿真电路
仿真结果如图2.2所示：
SIM1.VGS=3.200
SIM1.VGS=3.300SIM1.VGS=3.400SIM1.VGS=3.500SIM1.VGS=3.600
SIM1.VGS=3.700
SIM1.VGS=3.800SIM1.VGS=3.900SIM1.VGS=4.000VDS
I D S .i
27.000
10.150
VDS
Device Power Consumption at m1 bias point,Watts
Move Marker m1 to update values below:
Drain Current versus Bias Curves
图2.2 常温直流偏置仿真结果
在Motorola 的MET 模型中，可以模拟环境温度的变化。下面固定漏源电压为27V ，仿真漏级电流随温度和栅源电压的变化情况，电路如图2.3，结果如图2.4所示。
图2.3 漏级电流随温度和栅源电压变化的仿真电路
-20
20
40
60
-40
80
0.20.40.60.81.01.2
1.4
0.0
1.6VGS=3.200
VGS=3.300VGS=3.400VGS=3.500VGS=3.600VGS=3.700VGS=3.800VGS=3.900
VGS=4.000
Temp
I D S .i , A
图2.4 漏级电流随温度和栅源电压变化的仿真结果
从图2.4中，我们可以明显得看见固定VGS 的情况下，漏级电流随环境温度的变化情况。工作点是用漏级电流来衡量的，因此上图也体现了工作点随温度的漂移，在实际的电路中必须采取措施进行补偿，即使VGS 随温度变化，使得静态漏级电流为一常数。图2.5的电路用于仿真在给定的漏级静态电流（350mA ）的情况下，栅源电压和温度的关系曲线（图2.6）。
图2.5 给定漏极电流计算栅源电压随温度的变化
-20
20
40
60
-40
80
3.503.553.603.65
3.703.45
3.75Temp
V G S
图2.6栅源电压随温度的变化（Vds=27V, Id=350mA ）
通过直线拟合，可以得到温度补偿系数为-1.98mV/℃。补偿后静态电流如图2.7所示,其工作点漏级电流的漂移量为5.5mA ，相对漂移量为1.59％（在-40℃～80℃范围内）。
-20
20
40
60
-40
80
0.3450.3460.3470.3480.349
0.3500.344
0.351Temp
I D S .i
图2.7采取温补措施后漏极电流随温度的变化
对于不同的固定静态电流，其栅源电压随温度的变化如图2.8所示（为了方便比较其变化率，对其25℃时的电压归一）。图中给出了I DQ ＝200,350,500,800mA 四个工作点VGS 随温度的变化情况。图中明显看出，不同的工作点其变化斜率有微小的变化。静态电流越大，其随温度的变化就越小。
-40
-2002040
6080
0.96
0.970.980.991.001.011.021.031.04
1.05
(N o r m a l i z e d t o G a t e S o u r c e V o l t a g e @ 25o
C )
V G S
Temp(o
C)
图2.8 归一化IV 曲线随温度的变化
3 LoadPull 仿真计算输入输出阻抗
从微波理论的角度看，有源器件实际上可以看着一个双端口网络，只是其端口阻抗不是我们平时习惯运用的50Ω,而是一个很小的带有虚部的阻抗，如1.5-j1.3Ω，不同的厂家，不同的功率水平，该值必定有所不同。如果我们可以使它的输出端口匹配，则根据二端口微波网络理论，
根据其输入端的反射系数可以直接导出输入阻抗。而输出端所接的负载的共轭值为其输出阻抗。正是基于这一原理，Load-Pull的基本思想就是按照一定的原则，让输出端的负载在一个给定的范围内变化，得到这些负载阻抗对应的各种指标（功率，增益，线性度等等），根据设计的需要从中选择所需的输出阻抗，并按此设计匹配输出电路。而输入阻抗则直接从源与器件之间的反射得到。
3.1 ADS中可变阻抗的实现
设输出负载阻抗的变化范围在标准50Ω系统Smith圆图上如图3.1所示，其中心点反射系数为S11，其圆半径为ρ，设一二维变量，即可遍历园中所有的点。
图3.1 负载阻抗在50Ω系统Smith圆上的位置
仿真时我们希望得到在某一个给定的阻抗范围内，在给定的工作点和输出功率水平上，任意输出负载阻抗对应管子的工作电流、效率、增益、线性指标、输入阻抗。对应不同的信号源，线性指标还有不同的表示方法。下面给出的是Motorola的LDMOS管MRF9045应用于465MHz 频段时，应用单音和双音分析选取其输出阻抗。
3.2 单音Load Pull仿真
单音Load Pull仿真原理图如图3.2所示：
图3.2 单音Load Pull电路原理图
电路中主要应该注意的是要区分交流和直流通道。该电路只计算常温（25℃）的电路参数。
仿真变量设置如图3.3所示，参数扫描和仿真器设置见图3.4。
图3.3 单音Load Pull变量设置
图3.4 单音Load Pull 参数扫描和仿真器设置
仿真结束后，我们得到的是一些电路的基本数据如电压、电流等。这时候需要使用ADS 强大的数据后处理功能，从这些基本的电路数据中提取我们感兴趣的电路参数如谐波、输入输出阻抗、增益、电源效率等。后处理公式如图3.5所示。
Eqn Pavs_Watts=10**((Pavs1-30)/10)Eqn PAE=100*(Pdel_W[0]-Pavs_Watts)/Pdc Eqn PAEmax=max(max(PAE))
Eqn PAE_contours=contour(PAE,PAEmax-0.1-[0::(NumPAE_lines-1)]*PAE_step)Eqn Is_h=exists("real(Is_high.i[0,0])")Eqn Is_l=exists("real(Is_low.i[0,0])")Eqn Vs_l=exists("real(Vs_low[0,0])")Eqn Vs_h=exists("real(Vs_high[0,0])")Eqn Pdc=Is_h*Vs_h +Is_l*Vs_l+1e-20Eqn surface_samples=real_indexs12+j*expand(imag_indexs12)Eqn imag_index=find_index(imag_indexs12,imag(m1))
Eqn real_index=find_index(real_indexs12[imag_index,::],real(m1))Eqn Z_at_m1=[Z0[0,0,0,0]*(1+m1)/(1-m1)]
Eqn s1=(Z_in-Zs)/(Z_in+Zs)
Eqn Z_in=vin[0,1]/Iin.i[0,1]Eqn Gain=Pdel_dBm[0]-Pavs1-(10*log(mag(1-mag(s1*s1))))Eqn H_2rd_min=min(min(H_2rd_dB))Eqn H_3rd_min=min(min(H_3rd_dB))Eqn H_2rd_dB=10*log10(real(0.5*vload[0,2]*conj(Iload.i[0,2])))+30-Pdel_dBm[0]Eqn H_3rd_dB=10*log10(real(0.5*vload[0,3]*conj(Iload.i[0,3])))+30-Pdel_dBm[0]Eqn imag_indexs12=HB.imag_indexs11Eqn real_indexs12=HB.real_indexs11
Eqn Pavs1=OPTSOLNVALS.Pavs[0]
Eqn H_2rd_contours=contour(H_2rd_dB,H_2rd_max+0.5-[0::(NumPAE_lines)]*(H_2rd_max-H_2rd_min)/NumPAE_lines)Eqn H_3rd_max=max(max(H_3rd_dB))Eqn H_2rd_max=max(max(H_2rd_dB))
Eqn H_3rd_contours=contour(H_3rd_dB,H_3rd_max+0.5-[0::(NumPAE_lines)]*(H_3rd_max-H_3rd_min)/NumPAE_lines)Eqn PAE_contours_p=[indep(PAE_contours) +j*PAE_contours]Eqn H_2rd_contours_p=[indep(H_2rd_contours) +j*H_2rd_contours]Eqn H_3rd_contours_p=[indep(H_3rd_contours) +j*H_3rd_contours]Eqn Gain_contours=contour(Gain,Gain_max-0.1-[0::(NumPAE_lines)]*(Gain_max-Gain_min)/NumPAE_lines)Eqn Gain_max=max(max(Gain))
Eqn Gain_min=min(min(Gain))Eqn Gain_contours_p=[indep(Gain_contours) +j*Gain_contours]
图3.5 单音Load Pull 后处理计算
在上面的基础上，我们可以得到如图3.6所示的各种参数的等高线图。PAE －电源效率；Gain －器件增益，注意此处的增益是扣除了输入反射的影响的；H_2rd －二次谐波；H_3rd －三次谐波。
indep(Gain_contours_p) (0.000 to 55.000)
G a i n _c o n t o u r s _
p
indep(PAE_contours_p) (0.000 to 55.000)P A E _c o n t o u r s _
p
indep(H_3rd_contours_p) (0.000 to 46.000)
H _3r d _c o n t o u r s _
p
indep(H_2rd_contours_p) (0.000 to 57.000)
H _2r d _c o n t o u r s _p
图3.6 单音Load Pull 各种参数的等高线图
等高线图只能让我们对其参数的全局和变化有一个认识，但是还是不易得到具体点的参数。因此做了索引图，如图2.7所示。使用鼠标拖动Mark 点，即可得到该点的输入输出阻抗、输入输出净功率、漏级电流，电源效率、器件增益、当前二次谐波和三次谐波及其和最佳值得比较。如果需要的话，还可以给出频带内对应的所有参数。由于这样计算量很大，本文没有这样做。
Move Marker m1 to select impedance value and corresponding PAE and delivered power values etc.
Simulated Load Or
-34.01-40.81
H_3rd(Current and min)(dBc)
-75.19-75.19
real_indexs11 (-0.946 to -0.254)
s u r f a c e _s a m p l e s
Input Power(dBm)
10.41
0.74 - j3....
Load Impedance(Ohm)
2.322 + j6....
Current of Drain(A)0.40
PAE ( %)
9.15Gain(dB)
25.81
Power Deliv ered (dBm)
29.98
图3.7 单音Load Pull 参数索引
3.3 双音Load Pull 仿真
在单音Load Pull 仿真电路的基础上，只需要将源、HB 仿真器和功率检测公式按图3.8所示修改，即可进行双音Load Pull 仿真。
图3.8 单音Load Pull 变为双音Load Pull 所需的修改
仿真后处理计算式和单音后处理思路是一致的，需要注意的是双音信号有两个频点的有用信号，而单音只有一个，因此输出功率是其总和。其PAE 、增益、ThirdOrdIMD －三阶交调、FifthOrdIMD －五阶交调的等高线图如图3.9所示。
indep(ThirdOrdIM D_contours_p) (0.000 to 43.000)
T h i r d O r d I M D _c o n t o u r s _
p
indep(PAE_contours_p) (0.000 to 55.000)
P A E _c o n t o u r s _
p
indep(Gain_contours_p) (0.000 to 51.000)G a i n _c o n t o u r s _
p
indep(FifthOrdIM D_contours_p) (0.000 to 44.000)
F i f t h O r d I M D _c o n t o u r s _p
图3.9 双音Load Pull 各种参数等高线图
real_indexs11 (-0.946 to -0.254)
s u r f a c e _s a m p l e s
PAE ( %)
9.18Load Impedance(Ohm)
2.322 + j6.
3...
Power Deliv ered (dBm)
29.97
Input Impedance(Ohm)0.74 - j3...
Gain(dB)
25.80
IMD3(Current and min)(dBc)
-42.05
-55.36IMD5(Current and min)(dBc)-60.60-60.60
Input Power(dBm)10.43
Current of Drain(A)0.40Simulated Load Or Move Marker m1 to select impedance value and corresponding PAE and delivered power values etc.
图3.10 双音Load Pull 参数索引图
-0.9
-0.8
-0.7
-0.6
-0.5
-0.4
-1.0
-0.3
-0.10.00.10.20.30.40.5-0.2
0.6real (Load S11)
i m a g (L o a d S 11)
3rd-Order HB (Blue) and 2th-Order HB(Red) Contours
-0.9
-0.8
-0.7
-0.6
-0.5
-0.4
-0.3
-1.0
-0.2
-0.10.00.10.20.3
0.4-0.2
0.5real (Load S11)
i m a g (L o a d S 11)
3rd-Order IMD (Blue) and 5th-Order IMD (Red) Contours
图3.11 单音谐波和双音交调等高线图比较
从上面的等高线图和参数索引图上可以看出，使用不同的线性度表示方法，其结果是有差异的。在单音仿真中，二次谐波和三次谐波的最佳值靠的较近，而在双音仿真中，三阶交调和五阶交调的最佳值相差较远，如图3.11所示。因此在实际的设计中，需要根据需要，权衡各种指标，使系统性能达到最佳。
从上面的仿真我们还可以得出，不管是单音还是双音仿真，得到的结果中，对应输出负载的输入阻抗、漏极电流，电源效率和增益均是一致的。
4 ACPR 计算
根据上面单音和双音仿真结果，选择合适的输出阻抗，找到其对应的输入阻抗，加上匹配电路，使用IS95的CDMA 信号源，仿真器使用包络仿真，即可方便的得到该器件的另一线性指标ACPR 。下面的例子中，使用的是三次谐波和五阶交调的最佳点，该点上，输出阻抗2.322+j*6.367Ω，输入阻抗0.74-j3.02Ω，增益25.8dB ，漏极电流0.4A （静态0.35A ），效率9.18％，二次谐波-34dB ，三次谐波-75.19dB ，三阶交调-42dB ，五阶交调-60.6dB 。
图 4.1为包络仿真电路图，在该电路中，添加了输入输出阻抗匹配电路，DA_LCBandpassMatch1和DA_LCBandpassMatch2，使得其对外端口阻抗均为50Ω，方便计算。
图4.1 包络仿真电路图
图4.2 包络仿真中的参数设置及ACPR 、信道功率的计算
包络仿真是时域的计算，需要根据信号的特点设置采样的参数，然后根据其内部函数计算ACPR 和信道功率。如图3.2所示。
下面计算的是在465MHz 点频处，输入功率变化时，其增益、输出功率、输入驻波、ACPR 的变化。如图4.3所示，图中给出的是其随输出功率的变化曲线。其中：Gain －增益，VSWR_in －输入驻波，ACPR1(1)－ACPR@-750kHz ，ACPR1(2)－ACPR@+750kHz ，ACPR2(1)－ACPR@-1.98MHz ，ACPR2(2)－ACPR@+1.98MHz ，
30
32
34
36
38
28
40
24.825.025.225.425.6
24.6
25.8Ch_Pwr
G a i n
30
32
34
36
38
28
40
1.11.21.31.41.5
1.0
1.6Ch_Pwr
V S W R _i n
30
32
34
36
38
28
40
-55-50-45-40-35
-60
-30Ch_Pwr A C P R 1(1)
A C P R 1(2)30
32
34
36
38
28
40
-65
-60
-55-70
-50
Ch_Pwr
A C P R 2(1)
A C P R 2(2)
图4.3 增益、输入驻波、ACPR 随输出功率的变化
-2.0-1.5
-1.0-0.5
0.0
0.5
1.0
1.5
2.0-2.5
2.5
-60-40-200-80
20freq, MHz
d B m (f s (V l o a d [A C P R _i ,::,1],,,,,"K a i s
e r "))
Pav s C h _P w r
ACPR@750k Hz(dBc)
-57.809
-57.225
ACPR@1.98MHz(dBc)
-67.293-63.947
Gain(dB)
25.733
Input VSWR
1.049
图4.4 参数索引
图4.4给出了其参数索引图，移动Mark 点m1，即可得到其对应功率点的增益、输入阻抗及其ACPR 和频谱。
5 温度对器件性能的影响
前面提到，我们采用的是Motorola LDMOS 的MET 模型，即它是可以模拟环境温度变化对器件参数的影响的。在直流工作点的仿真中，也给出了器件的工作点随温度的变化情况，并给出了温补的系数。下面，按照这个给定的温补系数，对静态漏极电流进行补偿，使得在-40℃～80℃范围内，漏极静态电流为350mA 左右，如图2.7所示。并在这种条件下，对电路添加输入输出匹配电路，分别进行单音、双音和包络仿真。仿真电路如图4.1所示，不同得仿真只需要更换相应得信号源、仿真器和对应得一些计算式即可。
-20
20
40
60
-40
80
9.19.29.39.49.0
9.5Temp
P A E
-20
20
40
60
-40
80
1.05
1.10
1.00
1.15
Temp
V S W R _i n
-20
204060-40
80
0.3920.3940.3960.3980.390
0.400Temp
I s _h
-20
20
40
60
-40
80
-84-82-80-78-76
-74-86
-72Temp
H _3r d _d B
-20
20
40
60
-40
80
25.70
25.75
25.80
25.6525.85Temp
G a i n
-20
20
40
60
-40
80
-32.4-32.3-32.2-32.1
-32.5
-32.0Temp H _2r d _d B
图5.1 单音仿真中各种指标随温度的变化（加温补，系数-1.98mV/℃）
图5.1中，MRF9045在各种温度下出定功率30dBm ，Gain －端口增益，VSWR_in －输入驻波，PAE －漏极电源效率，Is_h －漏极电流，H_2rd_dB －二次谐波，H_3rd_dB －三次谐波。
-20
20
40
60
-40
80
9.209.259.309.159.35Temp
P A E
-20
20
40
60
-40
80
0.396
0.398
0.400
0.394
0.402
Temp
I s _h
-20
20
40
60
-40
80
25.55
25.60
25.5025.65
Temp
G a i n
-20
20
40
60
-40
80
-29.1-29.0-28.9-28.8-28.7
-29.2
-28.6Temp T h i r d O r d I M D
-20
20
40
60
-40
80
1.02
1.041.061.081.10
1.12
1.00
1.14Temp
V S W R _i n
-20
20
40
60
-40
80
-46.4-46.2-46.0-45.8-45.6
-46.6
-45.4Temp
F i f t h O r d I M D
图5.2 双音仿真中各种指标随温度的变化（加温补，系数-1.98mV/℃）
图5.2中，MRF9045在各种温度下出定功率30dBm ，PAE －漏极电源效率，Is_h －漏极电流，Gain －端口增益，VSWR_in －输入驻波， ThirdOrdIMD －三阶交调，FifthOrdIMD －五阶交调。
5.3 ACPR
-20
20
40
60
-40
80
-58.2-58.0-57.8-57.6
-58.4
-57.4Temp A C P R 1(1)
A C P R 1(2)-20
20
40
60
-40
80
29.80
29.85
29.90
29.75
29.95
Temp
C h _P w r
-20
20
40
60
-40
80
25.6025.6525.7025.55
25.75Temp
G a i n
-20
20
40
60
-40
80
-67-66-65-64
-68
-63Temp
A C P R 2(1)
A C P R 2(2)
图5.3 包络仿真中各指标随温度的变化（加温补，系数-1.98mV/℃）
图5.3是在输入定功率4.2dBm 的前提下，输出各参数随温度的变化情况。Gain －端口增益，Ch_Pwr －输出功率，ACPR1(1)－ACPR@-750kHz ，ACPR1(2) －ACPR@+750kHz ，ACPR2(1) －ACPR@-1.98MHz ，ACPR2(2) －ACPR@+1.98MHz 。
从上面三图中的曲线可以看出，不同的仿真方法，对应的参数相当。最明显的是三种方法得到的增益，如图5.4所示，其变化情况完全一样，绝对值相差0.2dB 。
-40
-2002040
6080
25.5
25.6
25.7
25.8
25.9
G a i n (d B )
Temp(o
C)
图5.4 不同仿真模式下增益VS 温度曲线的对比
6 结论
从前面得分析可以看出，采用ADS 仿真软件和Motorola 的LDMOS MET 模型库，我们可以很方便得对Motorola 得功率器件进行很充分得仿真计算，根据不同得需要，使用不同得仿真方法，可以得到所有感兴趣得电参数。主要包括直流工作点的仿真，谐波（单音）仿真，交调（双音）仿真，ACPR （包络）仿真，并可分别模拟温度得变化对器件性能参数的影响。目前对这几种仿真的框架已经搭建完毕，并可以根据以后的需求变更。
目前存在的问题：
1. 还没有和试验联系起来，和试验的差异还有待于进一步的工作；
2. 仿真中的匹配电路采用的是滤波器模型，为集总的参数，如何有效的转换为分布参数，
目前还不明确；
3. 在谐波平衡仿真中，失真信号应该是矢量信号，目前得到的还只是其幅度，相位的提取
还有些问题；
4. 由于包络仿真是时域的算法，其漏极电流还无法提取；
5. 包络仿真中，其信道功率采用的是积分算法，和信号源给出的功率有差异；
6. 包络仿真中，四载波的信号仿真还有待于探讨。
总体上说，本文的工作在功放的仿真计算上有了一个开始，仿真框架搭建完成。相信在今后逐步完善的基础上，我们可以对功率器件进行比较精确的计算，减少试验量，缩短开发周期，在技术上取的进步。
7参考文献
1.“Motorola’s Electro Thermal (MET) LDMOS Model”，Motorola Document.
2.“Modeling Thermal Effects in RF LDMOS Transistors”, Motorola Semiconductor
Application Note AN1941.
3.“Generating Temperature-Dependent IV Curves Using ADS”, Motorola Semiconductor
Application Note AN1944.
4.Motorola Demo Project- CUSTOMER_ADS_V2002P0502_PRJ.
5.ADS online Help Document.
6.ADS Example Project- LoadPull_PRJ.
射频功率放大器
实验四：射频功率放大器 【实验目的】 通过功率放大器实验，让学生了解功率放大器的基本结构，工作原理及其设计步骤，掌握功率放大器增益、输出功率、频率范围、线性度、效率和输入/输出端口驻波比等主要性能指标的测试方法，以此加深对以上各项性能指标的理解。 【实验环境】 1．实验分组：每组2~4人 2．实验设备：直流电源一台，频谱仪一台，矢量网络分析仪一台，功率计一只，10dB衰减器一个，万用表一只，功率放大器实验电路 板一套 【实验原理】 一、功率放大器简介 功率放大器总体可分成A、B、C、D、E、F六类。而这六个小类又可以归入不同的大类，这种大类的分类原则，大致有两种：一种是按照晶体管的导通情况分，另一种按晶体管的等效电路分。按照信号一周期内晶体管的导通情况，即按导通角大小，功率放大器可分A、B、C三类。在信号的一周期内管子均导通，导θ（在信号周期一周内，导通角度的一半定义为导通角θ），称为A 通角? =180 θ。导通时间小于一半周期的类。一周期内只有一半导通的成为B类，即? =90 θ。如果按照晶体管的等效电路分，则A、B、C属于一大称为C类，此时? <90 类，它们的特点是：输入均为正弦波，晶体管都等效为一个受控电流源。而D、E、F属于另一类功放，它们的导通角都近似等于? 90，均属于高功率的非线性放大器。 二、功率放大器的技术要求 功率放大器用于通信发射机的最前端，常与天线或双工器相接。它的技术要求为： 1. 效率越高越好 2. 线性度越高越好 3. 足够高的增益
4. 足够高的输出功率 5. 足够大的动态范围 6. 良好的匹配（与前接天线或开关器） 三、功率放大器的主要性能指标 1.工作频率 2.输出功率 3.效率 4.杂散输出与噪声 5.线性度 6.隔离度 四、功率放大器的设计步骤 1.依据应用要求（功率、频率、带宽、增益、功耗等），选择合适的晶体管 2.确定功率放大器的电路和类型 3.确定放大器的直流工作点和设计偏置电路 4.确定最大功率输出阻抗 5.将最大输出阻抗匹配到负载阻抗（输出匹配网络） 6.确定放大器输入阻抗 7.将放大器输入阻抗匹配到实际的源阻抗（输入匹配网络） 8.仿真功率放大器的性能和优化 9.电路制作与性能测试 10.性能测量与标定 五、本实验所用功率放大器的简要设计过程 1. PA 2. 晶体管的选择 本实验所选用的晶体管为安捷伦公司的ATF54143_PHEMT，这种晶体管适合用来设计功率放大器。单管在～处能达到的最大资用增益大于18dB，而1dB压缩点高于21dB。
射频功放简介
射频功放简介 随着人类社会生产力的发展和社会的进步，人们迫切地需要在远距离迅速而准确地传送信息，这就使得无线通讯（尤其是个人无线通讯）取得了迅猛的发展。这样占无线通讯设备35%左右成本的重要部件——“射频功放”，就引起了众多厂商、尤其是研发重点向移动通讯领域快速发展的我公司的极大关注。 一．术语 1．射频：广义来说就是适用于无线电传播的无线电频率。 其下限约为几十~~几百KHz，上限约为几千~~几万 MHz。 2．微波：通常将频率高于300MHz的分米波、厘米波、毫米波波段统称为微波。 3．射频功放：就是将发射机里的振荡器所产生的射频小功率，经过一系列的放大——激励级、中间级、末前级、 末级功率放大级，获得足够大的射频功率的装置。射频 功放是发送设备的重要组成部分。 二．射频功放的分类 1．放大器按照电流通角的不同，可分为A类（甲类）、AB 类（甲乙类）、B类（乙类）、C类（丙类）。一般的射频 放大器工作在A类、AB类、B类、C类状态；我们公 司目前所做的射频放大器基本上都工作在A类、B类、 AB类状态，个别的工作在C类，工作在AB类状态的
居多。 2．射频放大器按照线性改善方法（或按线路组成的方式），可分为功率倒退功放、前馈功放、预失真功放。 3．按放大载波的数量又分为单载波功放与多载波功放。 三．单级功放的线路组成 1．直流馈电线路：包括集电极（或漏极）馈电及基极（或栅极）的偏压馈电，馈电线路的原则：对直流是短路的， 对射频是接近于开路的。直流馈电线路处理的好坏是射 频放大器稳定工作的重要条件之一。 2．输入输出阻抗匹配电路：由于功率管的输入输出阻抗一般都很低，我们要通过匹配网络将其匹配到较 佳状态。正确设计与调整匹配网络，对于放大器的 增益和效率具有重要意义。 3．印制线拐弯：在射频电路中，如果需要线路拐弯，要考虑高频效应，必须用45°拐弯，大信号的印制 线要做如下图所示的处理。
射频功放设计
基于ADS的射频功率放大器仿真设计 1.引言 各种无线通信系统的发展，如GSM、WCDMA、TD-SCDMA、WiMAX和Wi-Fi，大大加速了半导体器件和射频功放的研究过程。射频功放在无线通信系统中起着至关重要的作用，它的设计好坏影响着整个系统的性能。因此，无线通信系统需要设计性能优良的放大器。而且，为了适应无线系统的快速发展，产品开发的周期也是一个重要因素。另外，在各种无线系统中由于采用了不同调制类型和多载波信号，射频工程师为减小功放的非线性失真，尤其是设计无线基站应用的高功率放大器时面临着巨大的挑战。采用Agilent ADS 软件进行电路设计可以掌握设计电路的性能，进一步优化设计参数，同时达到加速产品开发进程的目的。功放（PA）在整个无线通信系统中是非常重要的一环，因为它的输出功率决定了通信距离的长短，其效率决定了电池的消耗程度及使用时间。 2.功率放大器基础 2.1功率放大器的种类 根据输入与输出信号间的大小比例关系，功放可以分为线性放大器与非线性放大器两种。输入线性放大器的有A、B、AB类；属于非线性放大器的则有C、E 等类型的放大器。 （1）A类：其功率器件再输入信号的全部周期类均导通，但效率非常低，理想状态下效率仅为50%。 （2）B类：导通角仅为180°，效率在理想状态下可达到78%。 （3）AB类：导通角大于180°但远小于360°。效率介于30%~60%之间。 （4）C类：导通角小于180°，其输出波形为周期性脉冲。理论上，效率可达100%。 （5）D、E类：其原理是将功率器件当作开关使用。 设计功放电路前必须先考虑系统规格要求的重点，再来选择电路构架。对于射频功放，有的系统需要高效率的功放，有些需要高功率且线性度佳的功放，有些需要较宽的操作频带等，然而这些系统需求往往是相互抵触的。例如，B、C、E类构架的功率放大器皆可达到比较高的效率，但信号的失真却较为严重；而A
射频功率放大器实时检测的实现
射频功率放大器实时检测的实现 广播电视发射机是一个综合的电子系统，它不仅包括无线发射视音频通道，而且还包括通道的检测和自动控制电路，因此在设计时，它除了必须保证无线通道的技术指标处于正常范围外，还必须设计先进的取样检测和保护报警等电路，以确保发射机工作正常，从而实现发射机在线自动监测和控制。近年来，随着大功率全固态电视发射机多路功率合成技术的发展，越来越多的厂家采用模块化结构设计，因此单个功率放大器模块是整个发射机的基本测单元，本文就着重讨论单个模块的检测和控制电路，从而实现发射机在线状态自动监测。 一、工作原理 在功放模块中，主要检测和控制参数为电源电压，各放大管的工作电流，输出功率，反射功率，过温度和过激励保护等，图1为实现上述检测控制功能的方框图，它由取样放大电路，V/F变换，隔离电路，F/V变换，A/D转换，AT89C51，显示电路和输出保护电路等组成。 1、隔离电路 在功放模块中，由于大功率器件的应用，往往单个模块的输出功率都比较大，因而对小信号存在较大的高频干扰，如处理不好，就会影响后级模数转换电路工作，从而导致检测数据不准确，显示数据跳动的现象，甚至出现误动作。这里采用光电耦合器进行隔离，由于光电耦合器具有体积小、使用寿命长、工作温度范围宽、抗干扰性能强、无触点且输入与输出在电气上完全隔离等特点，从而将模拟电路和数字电路完全隔离，保障系统在高电压、大功率辐射环境下安全可靠地工作。 2、LM331频率电压转换器
V/F变换和F/V变换采用集成块LM331，LM331是美国NS公司生产的性能价格比较高的集成芯片，可用作精密频率电压转换器用。LM331采用了新的温度补偿能隙基准电路，在整个工作温度范围内和低到4.0V电源电压下都有极高的精度。同时它动态范围宽，可达100dB；线性度好，最大非线性失真小于0.01％，工作频率低到0.1Hz时尚有较好的线性；变换精度高，数字分辨率可达12位；外接电路简单，只需接入几个外部元件就可方便构成V/F或F/V等变换电路，并且容易保证转换精度。 图2是由LM331组成的电压频率变换电路，LM331内部由输入比较器、定时比较器、R－S触发器、输出驱动、复零晶体管、能隙基准电路和电流开关等部分组成。输出驱动管采用集电极开路形式，因而可以通过选择逻辑电流和外接电阻，灵活改变输出脉冲的逻辑电平，以适配TTL、DTL和CMOS等不同的逻辑电路。 当输入端Vi＋输入一正电压时，输入比较器输出高电平，使R－S触发器置位，输出高电平，输出驱动管导通，输出端f0为逻辑低电平，同时电源Vcc也通过电阻R2对电容C2充电。当电容C2两端充电电压大于Vcc的2/3时，定时比较器输出一高电平，使R－S触发器复位，输出低电平，输出驱动管截止，输出端f0为逻辑高电平，同时，复零晶体管导通，电容C2通过复零晶体管迅速放电；电子开关使电容C3对电阻R3放电。当电容C3放电电压等于输入电压Vi时，输入比较器再次输出高电平，使R－S触发器置位，如此反复循环，构成自激振荡。输出脉冲频率f0与输入电压Vi成正比，从而实现了电压－频率变换。其输入电压和输出频率的关系为：fo=(Vin×R4)/(2.09×R3×R2×C2) 由式知电阻R2、R3、R4、和C2直接影响转换结果f0，因此对元件的精度要有一定的要求，可根据转换精度适当选择。电阻R1和电容C1组成低通滤波器，可减少输入电压中的干扰脉冲，有利于提高转换精度。 同样，由LM331也可构成频率－电压转换电路。
射频放大器的设计与实现
第 6 卷 第 3 期 2009 年 9 月苏 州 工 职 院 Journal of SIIT Vol. 6 No.3 Sep.2009 一、引言 放大器是射频接收机中的主要部件，它处于接收系统的前段，对射频信号进行放大，由于放大器在接收系统中的特殊地位和作用，因此该部件的设计对接收系统的性能有极其重要的影响。 在对低噪声放大器的设计中，要考虑放大能力、噪声性能，稳定性等许多特殊因素，给设计工作带来较大的困难。本文使用Agilent公司的ADS软件对放大器进行了设计，获得了较好的仿真效果。 二、放大器设计理论 在射频放大器设计中，最重要的设计观念是电路的输入输出阻抗的匹配性、电路的稳定性、功率增益、工作带宽、噪声和直流偏置。一个射频放大器的设计常常开始于最初的要求和适当的有源射频器件的选择,然后通过系统数值解和辅助作图法来决定晶体管在特定稳定度和功率增益要求下的工作条件（即信号源和负载的反射系数）。一个绝对稳定的晶体管在任何无源置端条件下，不会产生振荡。换句话说，用一个潜在不稳的晶体管进行设计时，必须经过仔细的分析和考虑，才能用无源置端获 射频放大器的设计与实现 王 栋 （苏州工业职业技术学院 电子工程系，江苏 苏州 215104） 【摘要】本文首先介绍了低噪声放大器的设计理论、方法和过程，然后介绍使用射频微波仿真设计软件Agilent公司的ADS进行分析和设计一个放大器的过程和方法。仿真得到了比较理想的效果。 【关键词】放大器;ADS Design and Realization of RF Ampli ? er WANG Dong Abstract: First,the designing theory 、method and process of Amplifer are introduced. Then an ampli ? er is designed by the microwave software ADS designed by the company Agilent. the simulation result is perfect.Key words: Ampli ? er ;ADS 得稳定的放大器。各种电路的分析选择正确的直流工作点以及适当的直流偏置电路，对于获得设计要求的交流特性也是十分重要的。 对射频放大器的设计电路的输入输出阻抗的匹配性是及其重要的，在微波频段，传输线问题和匹配电路问题的分析都很麻烦。Smith圆图为这些问题的分析提供了一个非常有用的图解法。通过归一化阻抗和导纳Smith圆图,可以很容易并且快速设计出实现微波放大器最佳性能的匹配电路。微带传输线作为无源电路分析和全部微波放大器工艺的载体被广泛的应用。微波传输线相互连接的方式是跨越式的。芯片中或者封装式的晶体管可以很容易地贴到微带线的导体上。很多电路设计中采用了微带线方式。 三、放大器的仿真设计1、放大器设计目标 ●输入输出阻抗为50欧姆，工作在0.75～1.25GHZ。 ●放大器增益大于20dB。 ●放大器噪声低于10dB。 ●放大器处于绝对稳定状态(稳定因子k>1)。2、放大器设计步骤 ●选取符合要求的射频放大管。 收稿日期：2009 - 02 - 14 作者简介：王栋(1981 - ),浙江湖州人,助教,研究方向:应用电子。
射频功放设计指南
射频功放设计规范和指南
目录 前言............................................................................................................ 错误！未定义书签。第一章射频功放设计步骤 (4) 1.1定设计方案 (4) 1.1.1 GSM及PHS基站系统 (4) 1.1.2 CDMA及WCDMA基站系统 (6) 1.2选择确定具体线路形式及关键器件 (8) 1.2.1射频放大链路形式与关键器件选择及确定 (8) 1.2.2控制电路的确定 (11) 1.3进行专题实验或一板实验 (12) 1.4结构设计及PCB详细设计 (12) 1.5进行可生产性、可测试性的设计与分析 (12) 第二章功放设计中的检测及保护电路 (14) 2.1引起功放失效的原因 (14) 2.2功放保护电路设计类型 (15) 2.3功率放大器的保护模型 (16) 2.4功放的状态监测 (17) 2.5状态的比较判断 (18) 2.6保护执行装置 (19) 2.7保护电路举例分析 (19) 第三章功放中增益补偿电路的实现 (21) -1-
3.1模拟环路增益控制 (21) 3.2数字环路增益控制 (21) 3.3温度系数衰减器 (22) 第四章功放供电电路设计 (23) 4.1功放电路的供电形式 (23) 4.1.1 LDMOS器件供电电路 (23) 4.1.2 GaAs器件供电路。 (25) 4.2电源偏置 (26) 4.3布局 (26) 4.4电容的选用 (26) 第五章输入输出匹配及功率合成技术 (28) 5.1用集总参数元件进行阻抗匹配电路的原理及设计实例......................... 错误！未定义书签。 5.1.1输入阻抗中含感性特性的匹配设计............................................ 错误！未定义书签。 5.1.2输出阻抗中含容性特性的匹配设计............................................ 错误！未定义书签。 5.2用分布参数来进行阻抗匹配 ............................................................... 错误！未定义书签。 5.3功率合成技术 .................................................................................... 错误！未定义书签。 5.3.1功率分配和合成单元。 ............................................................. 错误！未定义书签。第六章功放设计中的前馈技术 (40) 6.1前馈技术 (40) 6.2实现方案 (43) 6.2.1方案介绍 (43) 6.2.2主功放模块（MAM） (45) 6.2.3误差放大器模块 (46) 6.2.4延时滤波器模块 (46) -2-
(完整版)射频功率放大器的发展现状
1.1 研究背景 随着人类社会进入信息化时代，无线通信技术有了飞速的发展，从手机，无线局域网，蓝牙等，到航空航天宇宙探测，已经深入到当今社会生活的各个方面，成为社会生活和发展不可或缺的一部分。无线通信设备由最初体积庞大且功能单一的时代，发展到如今的口袋尺寸，方寸之间集成了各类功能强大的电路。这些翻天覆地的变化，都离不开射频与微波技术的支持。而急速增长的应用需求又促使着射频微波领域不断的研究，更新换代。快速的发展使得射频微波领域的研究进入了白热化阶段，而在几乎所有的射频与微波系统中，都离不开信号的放大，射频与微波功率放大器作为系统中功耗最大，产生非线性最强的模块，它的性能将直接影响系统性能的优劣，由于其在射频微波系统中的突出位置，功率放大器的研究也成为射频微波领域研究的一个十分重要的方向[1]。 功率放大器作为射频微波系统中最重要的有源模块，其理论方面已经十分成熟。 A 类、 B 类、 C 类、 D 类、AB 类、E/I E 类、F/I F 类、Doherty等各类功率放大器也已经成功应用到各个领域。 1.2射频功率放大器的发展现状 射频功率放大器的核心器件为其功率元器件——晶体管，它是一种非线性三端口有源半导体器件，它的放大作用，并不是晶体管能凭空产生能量，使能量放大，而是完全由集电极(BJT)或漏极(FET)电源的直流功率转换而来的。晶体管只是起到了一种控制作用，即用比较小的信号去控制直流电源产生随小信号变化的大信号，从而把电源的直流功率转换成为负载上的信号功率。功率放大器的理论知识发展已经十分完善，其面临的更多是一些工程的问题。所以，射频功率放大器性能的提升主要来自于晶体管性能的提升，即半导体技术的发展，和放大器本身电路形式的改进。根据晶体管所用的半导体材料的不同，可以大体将其分为三个不同的发展阶段。第一代半导体材料以硅(Si)和锗( Ge)等元素半导体为主。第二代半导体材料以砷化镓(GaAs)、磷化铟( InP)、锗硅(SiGe)等化合物半导体为代表，相比于第一代半导体材料，其禁带更宽、 1
射频功率放大器的主要技术指标
射频功率放大器是各种无线发射机的主要组成部分。在发射机的前级电路中,调制振荡电路所产生的射频信号功率很小,需要经过一系列的放大如缓冲级、中间放大级、末级功率放大级，获得足够的射频功率后，才能馈送到天线上辐射出去。为了获得足够大的射频输出功率，必须采用射频功率放大器。 射频功率放大器电路设计需要对输出功率、激励电平、功耗、失真、效率、尺寸和重量等问题进行综合考虑。 射频功率放大器的主要技术指标是输出功率与效率，是研究射频功率放大器的关键。而对功率晶体管的要求，主要是考虑击穿电压、最大集电极电流和最大管耗等参数。 为了实现有效的能量传输，天线和放大器之间需要采用阻抗匹配网络。 3.1.1输出功率 在发射系统中，射频末级功率放大器输出功率的范围可小到毫瓦级（便携式移动通信设备）、大至数千瓦级（发射广播电台）。 为了要实现大功率输出，末级功率放大器的前级放大器单路必须要有足够高的激励功率电平。显然大功率发射系统中，往往由二到三级甚至由四级以上功率放大器组成射频功率放大器，而各级的工作状态也往往不同。 根据对工作频率、输出功率、用途等的不同要求，可以用晶体管、FET 、射频功率集成电路或电子管作为射频功率放大器。 在射频功率方面，目前无论是在输出功率或在最高工作频率方面，电子管仍然占优势。现在已有单管输出功率达2000kW 的巨型电子管，千瓦级以上的发射机大多数还是采用电子管。 当然，晶体管、FET 也在射频大功率方面不断取得新的突破。例如，目前单管的功率输出已超过100W ，若采用功率合成技术，输出功率可以达到3000W 。 3.1.2效率 效率是射频功率放大器极为重要的指标，特别是对于移动通信设备。定义功率放大器的效率，通常采用集电极效率?c 和功率增加效率PAE 两种方法。 1. 集电极效率?c 集电极效率?c 定义为输出功率P out 与电源供给功率P dc 之比，即 dc out p P =c η （3.1.1） 2.功率增加效率（PAE ，power added efficiency ） 功率增加效率定义为输出功率P out 与输入功率P in 的差于电源供给功率P dc 之比，即 c p dc in out PAE A P P P PAE ηη)11(-=-== （3.1.2） 功率增加效率PAE 的定义中包含了功率增益的因素，当有比较大的功率增益。 如何提高输出功率和保证高的效率，是射频功率放大器设计目标的核心。 3.1.3线性 ? 衡量射频功率放大器线性度的指标有三阶互调截点（IP3）、1dB 压缩点、谐波、邻道功率比等。邻道功率比衡量由放大器的非线性引起的频谱再生对邻道的干扰程度。 ? 由于非线性放大器的效率高于现行放大器的效率，射频功率放大器通常采用非线性放大器。但是分线性放大器在放大输入信号的放大的同时会产生一系列的有害影响。 ? 从频谱的角度看，由于非线性的作用，输出信号中会产生新的频率分量，如三阶互调分 量、五阶互调分量等，它干扰了有用信号并使被放大的信号频谱发生变化，即频带展宽了。
射频功率放大器RFPA概述
基本概念 射频功率放大器(RF PA)是发射系统中的主要部分，其重要性不言而喻。在发射机的前级电路中，调制振荡电路所产生的射频信号功率很小，需要经过一系列的放大（缓冲级、中间放大级、末级功率放大级）获得足够的射频功率以后，才能馈送到天线上辐射出去。为了获得足够大的射频输出功率，必须采用射频功率放大器。在调制器产生射频信号后，射频已调信号就由RF PA将它放大到足够功率，经匹配网络，再由天线发射出去。 放大器的功能，即将输入的内容加以放大并输出。输入和输出的内容，我们称之为“信号”，往往表示为电压或功率。对于放大器这样一个“系统”来说，它的“贡献”就是将其所“吸收”的东西提升一定的水平，并向外界“输出”。如果放大器能够有好的性能，那么它就可以贡献更多，这才体现出它自身的“价值”。如果放大器存在着一定的问题，那么在开始工作或者工作了一段时间之后，不但不能再提供任何“贡献”，反而有可能出现一些不期然的“震荡”，这种“震荡”对于外界还是放大器自身，都是灾难性的。 射频功率放大器的主要技术指标是输出功率与效率，如何提高输出功率和效率,是射频功率放大器设计目标的核心。通常在射频功率放大器中，可以用LC谐振回路选出基频或某次谐波，实现不失真放大。除此之外，输出中的谐波分量还应该尽可能地小，以避免对其他频道产生干扰。 分类 根据工作状态的不同，功率放大器分类如下： 传统线性功率放大器的工作频率很高，但相对频带较窄，射频功率放大器一般都采用选频网络作为负载回路。射频功率放大器可以按照电流导通角的不同，分为甲（A）、乙（B）、丙（C）三类工作状态。甲类放大器电流的导通角为360°，适用于小信号低功率放大，乙类放大器电流的导通角等于180°，丙类放大器电流的导通角则小于180°。乙类和丙类都适用于大功率工作状态，丙类工作状态的输出功率和效率是三种工作状态中最高的。射频功率放大器大多工作于丙类，但丙类放大器的电流波形失真太大，只能用于采用调谐回路作为负载谐振功率放大。由于调谐回路具有滤波能力，回路电流与电压仍然接近于正弦波形，失真很小。 开关型功率放大器（Switching Mode PA,SMPA)，使电子器件工作于开关状态，常见的有丁（D）类放大器和戊（E）类放大器，丁类放大器的效率高于丙类放大器。SMPA将有源晶体管驱动为开关模式，晶体管的工作状态要么是开，要么是关，其电压和电流的时域波形不存在交叠现象，所以是直流功耗为零，理想的效率能达到100%。 传统线性功率放大器具有较高的增益和线性度但效率低，而开关型功率放大器具有很高的效率和高输出功率，但线性度差。具体见下表： 电路组成 放大器有不同类型，简化之，放大器的电路可以由以下几个部分组成：晶体管、偏置及稳定电路、输入输出匹配电路。
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50M H z-250W射频功率放大器的设计
实例介绍设计与制作功放(二) 出处：何庆华发布日期：2007-8-2 浏览次数：2249 在上篇的文中,我用实例的方法基本地讲述了功放的一些参数计算与设定,其实这也可应用于音响系统中使用晶体管放大的电路中. 由于觉得使用实例会让初入门的朋友会有更深刻的认识,所以此篇也将用实例去介绍功放中各级的匹配传输.但要我一个可典型说明的例子让我想了不少时间,最终决定选用了之前制作的全无环路反馈的功放电路.由于没有使用级间的环路反馈,以致级间的匹配以及各级的电路但总显得十分重要. 见图,在后级的放大线路,是没有环路反馈的这将会电路的指标有所劣化.因电路工作于开环状态,这需要选用性能较好的电路组态,以取得更好的实际音质.而没有使用环路 负反馈,好处是大家所熟知的.如避免了各类的互相失 真,既然无环路反馈有如此.全音质更纯真透明.正如胆 友所追求的效果.但有点却要说明,胆与石,都是为了满 是个人的喜好.而在进口的众多名器中,可以有很多是超 过十万的晶体管后级.甚至有几十万过百万的钽却先见 有超过十万的胆机!而在低挡商品机中,如万元下的进口 器材,胆机却是可以优于石机,但中高挡机中.石机不再 受制于成本,全电路性能大幅提高.同价位的胆石机间胆 机已处于劣势,这从实际试听及一些前辈的言论中也得 到证实.而在DIY中由于没有过多的广告费用,可令成 本都能集中到机内,如电路合理工艺精良,性价比大优于 商品机. 再说回电路,之所以使用无反馈电路就是想用晶体管 收集于网络，如有侵权请联系管理员删除
去取得胆机那中清晰温暖的声音,在这里，使用共射共基电路是必然的，共射共基电路又叫渥尔曼电路，前管共射配合后管的共基放大，让两管中间严重失配，却大降低了前管的密勒电容效应，使前管的频响大改善，而后管是共基电路，天生是频响的高手。在放大能力上，基射共基电路与一般的单管共射电路是没有分别的，但频响却在高频上独领风骚，故而在许多的进口名器上不乏其影，用于本机却可大大改善了开环响应与高频线性。 电路的参数计算在上篇已介绍过，这里就不再罗索了，第一级的工作电流是5mA，增益是2K2与470欧的比值，增益约为15dB，注意的是两个33欧的电阻是配合了K170/J74的参数，如要换用其他的管子可能需要更改这两个电阻的数值。第二级的工作电流约为13mA，增益约为18dB，忽略了输出级的轻微损耗，整机增益在33dB 左右，可以直驳CD机了。 第一级电路与第二级电路在匹配上是没有问题的，但第二级与输出级却由于无反馈而有一定的要求了。若在此输出级使用一般常见的两级射极跟随器，输入阻抗一般只能达到15K欧，由于音箱的阻抗在全频段的不平均，将令第二级电压放大电路的负载（为输出级的输入阻抗）变得不平均稳定。这将导致此级在全频带的放大量不一致，而本机又没有使用环路负反馈来纠正增益。 要解决这一问题有两种方法，一个是输出级用场效应管作推动，使输入阻抗阻抗在理论上达百万M欧，，在实际的应用中可在50K欧，但使用场效应管往往需要有120mA如此大的静态电流，否则音色显得干硬，而如此大的功耗而使功放级的偏置难于补偿。另一种方法是使用近年来许多进口高档机采用的三级双极型三极管组成的输出级电路，本机就采用这种电路，使实际的输入阻抗在50K以上，且不易受音箱负载的影响，但50K的负载对于第二级放大电路来说是太高的，为免增益太高，在第二级放大电路的集电极上各并上了一个10K的电阻，从而令本级达到了预期的增益，且使本级负载的更为稳定，频响更平坦。 输出管使用三对5200/1943并联，以降低输出阻抗，由于无负反馈，这级往往需要较大的静态电流来克服失真与改善音色。另外，直流化电路也是国外高档功放的基本电路形式，本机也不例外，使用直流放大电路可以杜绝耦合电容的音染，获得更好的音色效果，至此后级功放的电路已告完成。 在此有必要提及一下的是音量电位器与后级电路的匹配.在沙的国内DIY的朋友中,多有喜欢在后级的输入端加个音量电位器控制音量就算了,就算是有前级放大的,电位器多是放于前后级之间,这样做本是没有问题的,但如今的电路多数会在后级的输入端加有低通滤波网络,这时就会产生问题了。 电位器的输出阻抗相对较大，而后级的输入低通滤波的截止频率大多是忽略前面的输出阻抗而计算的，而音量电位器的输出阻抗是无法估计的，因其在不同的刻度位置时会有不同的输出阻抗，这样一来，所设计的理想截止频率却变得不理想，截止频率下移了，限制了高频的延伸，为此我在电位器与后级间加入了一级的缓冲电器，以将电位器与后级的直接关联切断，在实际的听感中，会觉得有此电路后高频的延伸力增强，分析力提高，声音却更顺耳，当然这也会与增加了一级的电路有关。而事实上这个缓冲电路也可以说是一个前级。 后级的电压放大级单独用上一组并联稳压电源，本机的缓冲级与音调电路使用另一组关联稳压，音调的切换使用一个OMRON的高品质继电器，以求减低故障率。 收集于网络，如有侵权请联系管理员删除
最新50MHz-250W射频功率放大器的设计
实例介绍设计与制作功放(二) 出处：何庆华发布日期：2007-8-2 浏览次数：2249 在上篇的文中,我用实例的方法基本地讲述了功放的一些参数计算与设定,其实这也可应用于音响系统中使用晶体管放大的电路中. 由于觉得使用实例会让初入门的朋友会有更深刻的认识,所以此篇也将用实例去介绍功放中各级的匹配传输.但要我一个可典型说明的例子让我想了不少时间,最终决定选用了之前制作的全无环路反馈的功放电路.由于没有使用级间的环路反馈,以致级间的匹配以及各级的电路但总显得十分重要. 见图,在后级的放大线路,是没有环路反馈的这将会电路的指标有所劣化.因电路工作于开环状态,这需要选用性能较好的电路组态,以取得更好的实际音质.而没有使用环路负反馈,好处是大家所熟知的.如避免了各类的互相失真,既然无环路反馈有如此.全音质更纯真透明.正如胆友所追求的效果.但有点却要说明,胆与石,都是为了满是个人的喜好.而在进口的众多名器中,可以有很多是超过十万的晶体管后级.甚至有几十万过百万的钽却先见有超过十万的胆机!而在低挡商品机中,如万元下的进口器材,胆机却是可以优于石机,但中高挡机中.石机不再受制于成本,全电路性能大幅提高.同价位的胆石机间胆机已处于劣势,这从实际试听及一些前辈的言论中也得到证实.而在DIY中由于没有过多的广告费用,可令成本都能集中到机内,如电路合理工艺精良,性价比大优于商品机.
再说回电路,之所以使用无反馈电路就是想用晶体管 去取得胆机那中清晰温暖的声音,在这里，使用共射共 基电路是必然的，共射共基电路又叫渥尔曼电路，前管 共射配合后管的共基放大，让两管中间严重失配，却大 降低了前管的密勒电容效应，使前管的频响大改善，而 后管是共基电路，天生是频响的高手。在放大能力上， 基射共基电路与一般的单管共射电路是没有分别的，但 频响却在高频上独领风骚，故而在许多的进口名器上不 乏其影，用于本机却可大大改善了开环响应与高频线 性。 电路的参数计算在上篇已介绍过，这里就不再罗索了，第一级的工作电流是5mA，增益是2K2与470欧的比值，增益约为15dB，注意的是两个33欧的电阻是配合了K170/J74的参数，如要换用其他的管子可能需要更改这两个电阻的数值。第二级的工作电流约为13mA，增益约为18dB，忽略了输出级的轻微损耗，整机增益在33dB左右，可以直驳CD机了。 第一级电路与第二级电路在匹配上是没有问题的，但第二级与输出级却由于无反馈而有一定的要求了。若在此输出级使用一般常见的两级射极跟随器，输入阻抗一般只能达到15K欧，由于音箱的阻抗在全频段的不平均，将令第二级电压放大电路的负载（为输出级的输入阻抗）变得不平均稳定。这将导致此级在全频带的放大量不一致，而本机又没有使用环路负反馈来纠正增益。 要解决这一问题有两种方法，一个是输出级用场效应管作推动，使输入阻抗阻抗在理论上达百万M欧，，在实际的应用中可在50K欧，但使用场效应管往往需要有120mA
射频功率放大器模块的设计与实现
射频功率放大器模块的设计与实现 摘要：提出了功率放大器设计中的两个关键问题，结合GSM直放站功率放大器模块的工程实例，详细分析了该功率放大器模块的设计过程。最后给出该模块样机的实测结果，进一步验证了设计方法的有效性。 关键词：功率放大器;射频电路;线性化 引言 随着现代数字移动通信技术的蓬勃发展，用户对无线通信设备的性能要求越来越高，实现在各种环境中的稳定、高速的数据传输是未来移动通信系统研究者的主要目标之一。射频功率放大器是发射机的末级，它将已调制的频带信号放大到所需要的功率，保证在覆盖区域内的接收机可以收到满意的信号电平，但不能过于干扰相邻信道的通信，同时又要尽量地保持放大后的大功率信号不失真畸变。这些不同方面的要求使得功率放大器的设计者要面面俱到地考虑到很多指标的平衡，功率放大器的设计也成为无线通信系统设计过程中的关键步骤之一。 功率放大器设计中的两个重要问题 电路设计中的电磁兼容(EMC)措施 射频电路工作在很高的频率上，在元件引脚或者电路引线上会产生一定的寄生参量。而射频功率放大器中，在高功率、大电流的环境下，寄生参量对于系统的影响大大增加，另外，引线电感及走线电感等又是引起高频辐射干扰的重要因素，这些功率不小的电磁干扰(EMI)可能会使功率放大器本身、电源部分或者系统的其他部分的性能大幅下降，很多情况下会直接影响系统的多项主要指标。 为了尽可能减小电磁干扰的影响，需要在电路设计及PCB设计中采取电磁兼容(EMC)措施，这样做也能有效地减少后期调试工作量，增加产品的可靠性和一致性，提高产品性能。 我们在工程中采取的措施主要有：电源线应尽量粗，器件电源或偏置网络都应该多加去耦电容和扼流电感，并选用高频性能好的器件，从而增加电源的稳定性，减少电源波动对于器件的影响；PCB设计要合理布局，功率放大器部分应该与其他低功率或者数字部分尽量远离，并在中间加装金属隔条、屏蔽罩或微波吸附材料，避免功率放大器与其他部分的相互辐射干扰；PCB设计中，在无元件、线路经过的位置多加保护地，并多加金属化通孔造成多点接地；射频走线尽量短，严格控制线头、引脚长度，匹配网络应尽量靠近需要匹配的器件，等等。实践证明，这些措施都能够很好地减少电磁干扰，改善电路性能。 功率放大器的线性化
射频功率放大器开题报告
第1章概述 本章介绍了射频功率放大器的研究目的和意义，讨论现阶段的研究现状以及发展趋势，最后阐述了在论文期间所做的主要工作和前期计划结构。 1.1课题研究的目的和意义 随着21世纪的到来，人类社会已步入信息时代社会信息极大的改变了人类社会的生产、工作、学习和生活方式，人们对信息的依赖与需求越来越大，随时随地、迅速可靠的与通信的另一方进行任何方式的信息交流成为人们不断追求的目标。从全球范围来看，无线通信用户的年增量都在大幅度的增长，无线通信已经进入规模化发展的阶段。如今快速的发展无线通信已成为信息产业中最耀眼的亮点，并成为社会经济发展的动力。现代通信迅速发展，对射频功率放大器的要求也越来越高，其在整个无线电通讯系统中非常重要，输出功率决定了通讯距离的长短，其他方面也对通讯的效率性能指标起决定性作用。 射频功率放大器由于尺寸、线性度高、噪声低等优点，广泛运用与在卫星通信、雷达和电子战以及各种工业装备，伴随着无线通讯和军事领域新标准新技术的发展，对射频功率放大器的性能要求也高，使之在更宽频带内，具有更高的输出功率、效率和可靠性，例如为在有限的频谱范围内容纳入更多的内容就要求更多的通讯通道，获得较高的输出功率，现在通讯系统均采用了QPSK、64QSN等线性调制技术，这些调制技术对功放的非线性非常敏感，因而对放大器有更高的线性要求，提高功率放大器的可靠传输，以避免对其他信道的干扰，保证通讯的正常可靠。 为了满足各种应用需求，近十几年来人们不断推动射频功率放大器的发展和进步，在这十几年发展过程中，射频器件及射频技术的发展是推动射频功率放大器发展的俩大因素射频器件的发展是射频功率放大器的发展成为可能，射频技术的发展使射频功率放大器的性能得到提高。目前，由于无线领域局域网的市场潜力，世界各国的工业界和科技界都投入巨大的力量，加强这方面的研究与开发工
射频功放设计步骤(思路)
射频功放设计步骤（思路） 本文将对射频功放电路的设计过程进行简要地介绍，以便初涉射频功放开发的同仁参考。 第一步，制定设计方案 在进行射频功放设计时，我们首先要根据给定（或需要）的技术指标和功能指标制定设计方案。制定设计方案的主要依据是指标要求中的增益、额定输出功率、线性度（ACPR/IMD）、载波数、功耗/效率等指标。 1.在GSM及LTE基站系统中，由于对线性度要求不是 很高或者额定输出功率不是很大，且在单载波情况下工 作，所以我们选择传统的射频功放设计方案——功率回 退法（高功放HPA）。 构成HPA放大器一般有两种工作状态：A类及AB类工作状态。A类放大器具有良好的线性放大性能，其三阶交调产物与输出功率的变化关系是：输出信号功率减小3dB（即减小一半功率），则三阶交调产物改善6dB。一般来讲，A类放大器在1dB压缩点输出时，三阶交调系数约为－23.7dB (通常取－20dB)。为了达到一定的线性，并考虑到工程问题，A类放大器需回退15dB，此时放大器的三阶交调抑制可以达到－45～－50dBc。然而使用A类放大器的最大缺点是效率低及成本较高。这是因为A类放大器在它的1dB压缩点输出功率时，其效率只有10％。比如，完成一个30W平均输出功率的HPA，就需要至少有300W的耗电，并且工作电流随输出功率变化的值不大。若
考虑回退12dB，则需要有480W平均功率输出，需耗电4.8kW。为了达到30W的输出功率需要用较多的功率管。这样就加大了HPA的成本和体积，增大了研制成本和难度。为了避免这个问题，建议在小功率放大器(平均功率输出≤5W)设计中使用A类放大器；在中大功率放大器(平均功率输出>5W)设计中使用AB类放大器。 AB类放大器的特点是效率高、成本低。由于单管的输出功率高，仅需少量的功率管即可做到较高的输出功率，所以成本较低，且散热和结构设计可以简单化。目前用在AB类的管子主要选LDMOS管，AB类放大器用最大包络功率PEP来描述其功率容量，类似A类的1dB压缩点。偏置在AB类的LDMOS放大器，在PEP处的互调抑制为28dBc，回退3dB时互调抑制接近40dBc，继续回退，改善不大。回退10dB时效率约为15%。 总之功率回退法的优点是简单、易实现，缺点是受功率管P1dB 限制。 A类放大器的三阶交调系数IMD3、三阶交截点IP3及输出功率Pout的关系见公式1 IMD3(dBc)=2[ IP3 (dBm)-Pout(dBm)]公式1 A类放大器的1dB压缩点P1dB与其三阶交截点IP3的关系曲线图见图1、图3。 1dB压缩点P1dB定义：当输入功率较低时，输出功率与输入功率成比例关系。当输入功率超过一定的量值之后，晶体管的增益开始下降，最终结果是输出功率达到饱和。当放大器的增益偏离常数或比其
射频功率放大器仿真设计
射频功率放大器仿真设计 本设计采用Freescale的功放管MRF7S38010H。 一、静态工作点直流扫描 功率放大器设计时，需输出功率、效率、线性度等指标要求选择功放管的工作状态。本设计根据datasheet给出的静态工作点来仿真，为AB类，如图1所示。 图1 静态工作点直流扫描 仿真结果如图2所示，静态电流为162mA，栅极电压为2.85V。
图2 静态工作点仿真结果 二、稳定性分析 对于功放来说，稳定性非常重要。不稳定的电路很容易引起功放管自激甚至损坏。所以，在放大器匹配电路设计的时，首先需要进行稳定性分析和稳定电路的设计，保证稳定系数K在整个频段内大于1。如果在整个频段内难以做到无条件稳定，有时只需确保晶体管工作频段以及附近频段的K＞1即可。 该功放管的稳定性电路和仿真结果分别如图3和图4所示。 图3 稳定性仿真电路原理图 从图4的结果来看，在3.5GHz以下的频率范围内K值基本小于1，所以该电路是条件稳定，需要做稳定性措施。 解决稳定性的常用办法是在功放管输入端加入电阻等有损元件来消耗掉过多的能量，特别是低频部分。输出端一般不加入电阻，以免造成输出功率损失。在射频输入端口插入电阻和电容组成的并联网络；同时，在栅极端接射频扼流的 传输线，再并联射频去耦电容，最后串联一个稳定电阻，如图5所示。此方/4 法稳定效果好，但增益会降低。具体数值需要通过仿真结果来不断调试。
图4 稳定性仿真结果 图5 加入稳定元件后的稳定电路原理图 仿真结果如图6所示。从图6可见，稳定系数在整个频段内都大于1。加入了稳定电路后，整个系统的增益有所降低。
图6 稳定性仿真结果 一般情况下，稳定性与偏置电路的设计是结合在一起的。因为供电端和射频信号是连接在一起的，所以在进行匹配设计时也需要考虑偏置电路特性。/4λ传输线是匹配电路的一部分，在匹配设计中要注意这一点。实际上，射频扼流作用的微带线长度并非一定要为/4λ，而是小于/4λ，所以图5中的栅极电长度并非为90度。 在选择射频耦合电容时，要求电容的谐振点要高于所应用频率范围最高值。本设计中，最高频率为3.5GHz ，所以选择村田的2.7PF ，0603封装的射频电容。 三、 Loadpull 负载牵引 负载阻抗决定了功放电路的最大输出功率和效率。 在设计功率放大器时，为了得到最大的功率输出，采用功率匹配。通过Load-Pull 仿真得到最大功率点的最优负载阻抗值，然后进行输出匹配电路的设计，如图7所示。 需要注意的是，要保证功放输出功率达到最大，需将输入功率设定为合理的值，此设计中设置为25dBm 。
C波段射频功率放大器的设计
龙源期刊网 https://www.wendangku.net/doc/b16564025.html, C波段射频功率放大器的设计 作者：陈艳 来源：《山东工业技术》2017年第24期 摘要：射频功率放大器是微波发射系统的重要组成部分。由于氮化镓功率管具有带隙 宽、击穿电场高的特性，因此其带宽宽、特性高效。利用ADS仿真软件设计一种功率放大器，以晶体管小信号I-V曲线以及S参数作为功率管输入和输出阻抗匹配和偏置电路设计优化的参考数据。在4GHz—6.5GHz频段范围内，将射频信号输入功率为0dBm，放大为38dBm，带内波动控制在±1dB。 关键词：C波段射频功率放大器;GaN半导体;设计 DOI：10.16640/https://www.wendangku.net/doc/b16564025.html,ki.37-1222/t.2017.24.095 半导体功率器件GaN作为一种新型晶体管，其电子迁移率高、频带宽、击穿场强高以及功率密度大等特点，这使得其适用于高功率、高频率的功率器件。宽频带半导体功率元器件被广泛应用于民用和军用的雷达、通信等领域，使电子信息系统的性能得到极大提升[1]。本文 利用了AgilentADS仿真软件设计一种C波段功率放大器，具有2.5G的带宽，主要适用于无线通信、雷达等。该C波段功率放大器的技术参数为在4—6.5GHz波段范围内，其输入功率为 0dBm，输出放大功率为38dBm，带内波动范围为 1 射频功率放大器工作原理 对射频功率放大器进行总体设计时，结合功率放大器的输出功率、工作频带特点，先分级设计，而后再将各级级联的设计思路。本文中设计的功率放大器模块设计为两级放大，以C波段的功率放大模块EMM5078ZV作为驱动级放大设计，GaN功率管TGF2023作为功放级放大设计。驱动级放大电路设计重在提高增益，并保证增益相应的平坦度;而功放级电路设计则侧重于输出功率的保障[2]。 2 射频功放器设计 2.1 功放级设计 基于市场上提供的绝大多数GaN射频功放管其厂商并未提供大信号模型，缺少DesignKit，因此，本设计中使用的GaN功率管TGF2023其带内S参数在数据文件中提供。 GaN管的静态工作点（漏极电流和偏置电压、栅极偏置电压）通过直流偏置仿真确定。通过对ADS中场效应管直流仿真模板图的引入，同时增设二端口模型，将其导入S参数的文件，并且将直流偏置仿真控件加入其中，最后确定VDS=28V和IDS=0.5A条件下的VGS结果。栅极偏置电压则通过仿真结果得到VGS=-1V，漏极电流0.535A。