基于推挽正激拓扑的车载电源转换器
[收稿日期] 2008-08-19
[作者简介] 侯典立(1975-),男,鲁东大学物理与电子工程学院,讲师,硕士,主要从事信号处理、电力电子技术研究。
基于推挽正激拓扑的车载电源转换器
侯典立 谢在玉 孙福文 贾桂玲
(鲁东大学,山东烟台264025)
【摘 要】 详细介绍了推挽正激(Push 2Pull F orward ,PPF )电路拓扑结构的工作原理,阐述了场效应管(M OSFET )驱
动线路的设计。在理论分析的基础上成功研制了一台功率为1K W 的车载电源转换器,通过对实验结果和波形的分析证实,推挽正激拓扑结构具有效率高、电磁干扰小、可靠性高等优点。【关键词】 DC 2DC 转换器;推挽正激;电源
Design of Pow er Converter in V ehicle B ased
on the Topology of Push Pull For w ard
HOU Dian 2li XIE Zai 2yu SUN Fu 2wen JIA Gui 2ling
【Abstract 】 A push 2pull forward (PPF )circuit ’s principle is discussed in detail in this paper.This paper illustrates the design of circuit to drive M OSFET.Based on the principle analysis a power converter with 1K W power in vehicle has been made.Analysis of experiments and waves has shown that this topology of PPF has higher efficiency ,lighter E MI and higher reliability.【K ey w ords 】 DC 2DC converter ;PPF ;power 〔中图分类号〕T M42 〔文献标识码〕A 〔文章编号〕1674-3229(2008)05-0010-03
随着汽车功能和电气设备的增多,功率需求变得越来越高,传统的14V 低压电气系统随着电流的增大已不能满足需要。目前,世界各国正在研究42V 汽车用电源系统,如何在现有汽车上应用42V 电源系统正成为一个新的研究课题。本文提出了一种基于推挽正激拓扑的车载电源转换系统,该系统采用了推挽正激电源拓扑结构,
对推挽正激拓扑结构的演变及特点、稳态原理及工作模式进行了研究,并在此基础上设计了基于PPF 的1K W 的电源转换器。
1 推挽正激拓扑结构
正激拓扑和反激拓扑变压器利用率较低,适用于较小功率,在中大功率场合推挽式拓扑结构的应用较多。推挽式变换器具有电路拓扑简洁、变压器磁芯双向磁化等优点,但也存在容易偏磁、漏感易引起电压尖峰等缺点。推挽正激变换器有效克服了传统推挽式变换器的缺点,并且具有Z VS (Z ero V oltage S witching )、输入电流脉动小等优点。
1999年推挽正激拓扑结构首次在文献[2]中被提出,但一直没有非常详细的研究,直到最近几年关于这方面的研究才渐渐多起来。推挽正激拓扑结构是由推挽式拓扑结构发展而来的,如图1所示,推挽正激拓扑是在推挽结构的原边线圈同名端添加了电
容C 1,其中原边线圈n 1=n 2,次边线圈匝数为n 3,整流部分可采用了全桥整流、全波整流等方式。
在分析线路原理之前,先假设:所有无源元件均
为理想元件;变压器励磁电感足够大,励磁电流忽略不计;输出滤波电感L 足够大,可看成电流源;稳态时,可将U C 1看成电压源。
2 推挽正激DC ΠDC 的稳态分析
1)模态1[t 0-t 1]
t 0-t 1时间两个开关管都关断,进入环流状态,
等效线路如图2所示,原边电流方向为:U i +→n 1→C 1→n 2→U i -,原边电流大小为:
?
01?2008年10月
廊坊师范学院学报(自然科学版)
Oct.2008第8卷第5期
Journal of Lang fang T eachers C ollege (Naturnal Science Edition )
V ol.8N o.5
I a =nDI o (1
)
其中n 为变压器圈数比,D 为脉宽占空比,I O 为输出电流。因为线圈同名端反向,所以次边线圈电压为零,线圈相当于短路,整流二极管与电感和负
载形成回路,流过二极管的电流为I D =1
2
I O 。此时
箝位电容处于充电过程,大小为:
U c =U i +I a ×(t -t 0)ΠC 1=U i +nDI o ×(t -t 0)ΠC 1
(2)2)模态2[t 1-t 2]
t 1时刻,开关管VS 1导通,等效线路如图3所示,输入电压U i 加在线圈n 1的漏感上,电流大小为:
i 1=I a +
U i
L
σ
(t -t 1)(3)
其中,L σ为原边线圈n 1漏感(假设n 1和n 2的线圈漏感相同),由于漏感较小,电流迅速增大;箝位电容电压U C 加在线圈n 2漏感上,i 2电流迅速减小,并反向增大,大小为:
i 2=I a -U C
L σ
(t -t 1)(4)
次边流过V D1和V D4的电流I D 14迅速增大,流过V D2和V D3的电流I D 23迅速减小,模态结束时,I D 23减小到零。
3)模态3[t 2-t 3]
等效电路图如图4所示,电压U i 和U c 1加在线圈的激磁电感和滤波电感折算到原边的电感上,提供励磁和负载电流。流过线圈n 1的电流方向为:U i +→n 1→U i -,大小为:
i 1=I a +
U i L σ(t 2-t 1)+U i
kL m
(t -t 2)(5)
流过线圈n 2的电流方向为:U C +→n 2→U C -,大
小为:
i 2=I a -U C L σ(t 2-t 1)-U C
kL m
(t -t 2)
(6)
次边流过V D1和V D4的电流继续增大,大小为负载电流I O ,二极管V D2和V D3截止。在此模态中,相当于两个正激线路并联。
4)模态4[t 3-t 4]
等效电路图如图5,开关管VS 1关断,漏感释放能量。当VS 1关断的瞬间,VS 2的反并二极管VD 22导通,电容电压U C 1加在绕组n 1的漏感上,i 1流过线圈n 1、电容C 1和二极管V D22,方向和i 1同向,且
i 1迅速减小;输入电压U i 加在绕组n 2的漏感上,i 2
流过线圈n 2、输入电源U i 和二极管VD 22,方向和i 2相反,且i 2迅速增加,i 1=i 2=I a 时此模态结束。对于次边,次边流过V D1和V D4的电流I D 14减小,V D2和V D3导通,流过V D2和V D3的电流I D 23增大,模态结束时,I
D 23=I D 14=
1
2I O
。下半个周期的四个模态和这四个模态类似,只
是开关管VS 1截止,开关管VS 2导通,次边V D1、V D4和V D2、V D3互换,在此不再赘述。
3 控制线路设计
控制电路根据输出电压的高低进行脉宽调制,使输出电压稳定在需要值。在此可分为三大部分:脉宽调制(PW M )、开关管驱动电路以及反馈电路。脉宽调制主要由一些脉宽调制芯片完成,脉宽调制芯片非常多,且公司都提供了成熟的线路,此处选用
?
11?第8卷?第5期侯典立等:基于推挽正激拓扑的车载电源转换器2008年10月
了TI 公司的UC3846;反馈线路可利用可调稳压集
成线路T L431和光耦把数据反馈给脉宽调制芯片;在此主要介绍开关管驱动线路。
推挽正激拓扑结构中的一个开关管源极浮地,因此必须采用隔离驱动,考虑到两个开关管的对称性,两个开关管都采用了隔离驱动,UC3846A 、B 两路输出相位差180度,驱动线路主要有两种方式:输出端A 、B 采取单独隔离驱动方式,如图6所示;另一种方式,连接如图7所示,由于两路输出为交替输出方波,A 、B 共用一个变压器,将隔离变压器的输入端分别接UC3846的两个输出端,隔离变压器的输出端分别连接两个M OSFET 的门极和源极,C 201为隔直电容,电阻R 10和R 11防止由开关管节电容引起的振荡,二极管
D 4和D 5使开关管迅速关断,两个反向稳压管为双向
瞬态电压抑制稳压管,电阻R 12和R 13为放电电阻,防止开关管G S 端静电击穿。由于此种方式结构紧凑,工作时变压器输入总是有两个晶体管进行驱动,提高了驱动能力并且驱动能力强,
故采用此种方式。
4 实验结果与讨论
基于上面的理论研制了一台功率1K W 的实验样机,磁芯采用EE55磁芯,材料为PC40,开关管用场效应管MOSFET IRF B3207,整流管为肖特基二极管M BR40250。下面波形是输入22V 、输出电压42V 、输出电流16A 时关键点的测试波形,并做了简单分析
。图8CH1为开关管门极驱动波形,两个开关管的门控端是隔离变压器输出并且反相,因此,在一个开关管门控端的高电平使开关管导通,同时在另一个开关管的门控端是负电平,
使开关管更加有效关闭。
图9为推挽正激逆变电容两端的电压,当器件在完全理想条件的情况下,推挽正激逆变电容两端电压应为输入电压,但由于漏感、两边器件不对称等原因,电压并非稳定不变,开关管导通时电容充电,死区时电容进行放电。因此,电容两端的电压在额定电压的两端进行振荡,这一特点给电源带来了很多好处,如电容的存在大大减小了对输入和输出滤波电感的要求。
5 结论
理论分析和实验证明,推挽正激拓扑结构在低压大电流、输入电压范围较宽的应用场合优势极其明显,比较适用于汽车电源转换系统,具有广阔的应用前景。
[参考文献]
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[5]张方华,王慧贞,严仰光.推挽正激整流及其应用[J ].中国电机工程学报,2004,24(4).
?
21?2008年10月廊坊师范学院学报(自然科学版)第8卷?第5期
移相全桥
移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高 开关频率。如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源？请见 下文详解。 主电路分析 这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A.采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实 现ZCS.电路结构简图如图1,VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后 臂VT3、VT4的ZCS,Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T为主变压器，副边由 VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。 图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图 其基本工作原理如下： 当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开 关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4,而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4,在关断 VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其 值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电 压关断。 由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时 开通VT2,则VT2即是零电压开通。
移相全桥ZVZCSDCDC变换器综述
移相全桥ZVZCSDC/DC变换器综述 河北秦皇岛燕山大学朱艳萍电源技术应用 摘要：概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器，简要介绍了各种电路拓扑的工作原理，并对比了优缺点，以供大家参考。 关键词：移相控制；零电压零电流开关；全桥变换器 1概述 所谓ZVZCS，就是超前桥臂实现零电压导通和关断，滞后桥臂实现零电流导通和关断。ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷，即可以大幅度降低电路内部的循环能量，提高变换效率，减小副边占空比丢失，提高最大占空比，而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响。 滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的。即当原边电流减小到零后，不允许其继续反方向增长。原边电流复位目前主要有以下几种方法： 1）利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿，使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中，为滞后桥臂提供零电流开关的条件； 2）在变压器原边使用隔直电容和饱和电感，在原边电压过零期间，将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源，使原边电流复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件； 3）在变压器副边整流器输出端并联电容，在原边电压过零期间，将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源，使原边电流迅速复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件。 2 电路拓扑 根据原边电流复位方式的不同，下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC 拓扑结构，以供大家参考。 1）NhoE.C.电路如图1所示[1]。该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器，它的驱动信号采用有限双极性控制，从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关。这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择，L1k太小，在负载电流很小时，超前桥臂不能实现零电压开关；L1k太大，又限制了iL1k的变化速度，从而限制了变换器开关频率的提高。变换器给负载供电方式是电流源形式，电感L1k电流交流变化，输入电流脉动很大，要求滤波电容很大。该电路可以工作在电流临界连续状态，但必须采用频率控制，不利于滤波器的优化设计。
一种推挽正激电路
一种推挽正激电路 在低压大电流场合中，推挽电路以其结构简单、磁心利用率高的优点而得到了广泛应用。但是，传统的推挽电路存在如下几个缺点：（1）由于原边漏感的存在,功率管关断时,漏源极产生较大的电压尖峰；（2）输入电流纹波的安秒积分大，因而输入滤波器的体积较大。 本文在传统推挽电路的基础上增加了一个箝位电容C,得到如图1所示的新型推挽正激电路拓扑。该电路可以解决上文所述的传统电路存在的两个缺点。 图1：新型推挽正激电路拓扑 2. 推挽正激电路工作原理 如图1所示为推挽正激变换器。该变换器的两个主功率开关管V1、V2和两个匝数均为Wp的初级绕组Tp1、 Tp2交替连接成一个回路，在回路的两个中点之间连接一个箝位电容C。Cin为输入电容, Dv1 、Dv2为V1 、V2寄生的反并二极管。D1、D2组成双半波整流电路。 电源正→原边绕组Tp2→箝位电容C→原边绕组Tp1→电源负构成一个回路。忽略 变压器漏感则加在变压器原边两个绕组的电压之和为零，箝位电容上的电压为Uin ，下正上负。另外一个回路：电源正→V1→箝位电容C→V2→电源负。根据基尔霍夫电路定律可得： Uds1+Uds2=Uin+Uc＝2Uin 因此，当某一开关管导通时，另一开关管的电压被箝位在2Uin ;当两个开关管均关断时,开关管电压各为Uin。 在分析推挽正激电路工作模态前，我们做如下设定： （1）开关管V1、V2均为理想器件，整流二极管D1、D2为理想器件，导通压降忽略不计； （2）箝位电容C较大，在工作过程中两端电压保持Uin基本不变； （3）滤波电感Lf较大，在较短的时间内可以视为恒流源，电流维持不变；稳态时输出电流Io=Uo/R; （4）原边绕组匝数同为Wp,励磁电感和漏感均相同为Lm、L ,副边匝数同为Ws,匝比n=Ws/Wp;
推挽正激变换器关键参数的计算及仿真
推挽正激变换器关键参数的计算及仿真 【摘要】本论文首先介绍了推挽正激变换器（PPFC）的基本原理，在此基础上给出了推挽正激电路关键参数的计算方法。运用了Saber仿真软件对PPFC 主要波形进行了仿真，最后得出，理论和仿真一致，推挽正激变换器适用于低压大电流场合。 【关键词】推挽正激电路；参数计算；Saber 1.引言 氢是宇宙中含量最丰富的元素，氢能清洁、高效、安全，被视为21世纪最具发展潜力的能源。氢能的开发利用对世界能源结构的变革举足轻重，燃料电池（Fuel Cell）则正是其突破口。燃料电池输出为低压大电流的直流电，在负载变化时其输出电压变化范围宽且动态响应速度较慢，这要求DC/DC变换器能适应低压大电流、宽范围输入电压工作，并具有较快的动态响应速度[1]。本文提出一种适用于燃料电池发电系统的推挽正激拓扑电路，并通过Saber仿真软件对其进行分析。 2.推挽正激电路分析 2.1 推挽正激电路基本原理 图1为推挽正激电路，整个电路有开关管、，两个原边绕组、，两开关管之间串有箝位电容，在变压器副边有副边绕组，全桥式整流电路由二极管，，，以及输出滤波器LC组成。其中、为开关管、的寄生反并二极管，、为、寄生的结电容。当开关管导通时，输入电源和原边绕组并联，电容和并联同时向负载供电。在此期间，该电路相当于两个单端正激电路并联工作，故将此电路拓扑命名为推挽正激变换器电路[2]（PPFC）。 2.2 推挽正激电路关键参数计算 2.2.1 设计指标 输入电压；输出电压；频率：50kHz；最大占空比：0.45；效率：大于90%；额定功率：1000W。 2.2.2 变压器设计 （1）磁芯的选取 选取JP4铁氧体材料，其饱和磁密：，时，取最大工作磁密：，则：，磁芯初选南京720厂的EE58/28/17，其有效截面积为：
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加无源无损缓冲吸收的推挽正激变换器设计
加无源无损缓冲吸收的推挽正激变换器设计 中心议题：推挽正激变换推挽正激变换器的工作原理加无源无损缓冲吸收缓冲吸收的推挽正激变换器变换器设计 解决方案：缓冲吸收电路参数设计 推挽正激变换器是低压大电流输入场合的理想拓扑之一，但其输出整流二极管上由于反向恢复产生很高的电压尖峰。这将导致整流二极管选取困难，并影响其使用寿命。本文研究了一种加无源无损缓冲吸收的推挽正激变换器，整流二极管上尖峰电压小，可靠性高。并给出了该变换器的工作原理和缓冲电容的参数设计，还通过lkW实验样机给出了加缓冲吸收电路前后的实验波形。样机取得了高效率和高可靠性。0 引言在输入低压大电流场合，推挽正激变换器（Push-Pull Forward，PPF）因具有以下3方面的优点而得到广泛应用：(1)输入滤波器的体积和重最小；(2)箝位电容无损耗地抑制了功率管的电压尖峰；(3)变压器磁芯利用率高。在输出高电压时(本文为360V)，变压器副边线圈匝数较多，副边漏感不可忽略。在整流二极管反向恢复时间内，整流二极管上存在很高的电压尖峰，给整流二极管的选取带来困难，并降低了整流二极管的可靠性。虽然RC或者RCD缓冲电路可以一定程度上抑制二极管的电压尖峰，但是电阻上损耗较大。文献[3]提出了一种简单的无源无损缓冲吸收电路，可以较好地抑制整流二极管的电压尖峰。本文将该无损缓冲吸收电路应用于蓄电池供电的推挽正激变换器中，显著降低了整流二极管的电压尖峰。制作的原理样机电路结构简单，功率器件工作可靠性高，并且实现了高的整机变换效率。1 工作原理图1为加无损缓冲吸收的PPF电路。Ds1、Ds2分别为开关管S1、S2寄生的反并二极管，变压器的Np1=Np2=Np、Ns1=Ns2=Ns分别为原、副边的匝数，匝比n=Ns/Np，原边两个绕组的励磁电感均为Lm，Lo(图1中未标出)为变压器原边绕组的漏感．Lo’为折算到变压器副边绕组的漏感，D5、D6、D7、C1、C2构成无损缓冲吸收电路，且C1=C2=Cc。变压器副边两个绕组的连接点与输出滤波电容C3和C4的中点相连，输出电压为±V0/2。 在分析电路原理前，假定：(1)S1、S2，D1、D2、D3、D4导通压降忽略不计；(2)箝位电容C 较大，在稳态工作时两端电压保持为Vin不变；C3=C4=C0足够大，将它看作电压恒定为V0/2的电压源；L1=L2=L足够大，将它看作电流为I0的电流源；(3)开关周期为Ts，S1、S2每个周期开通时间均为Ton，S1、S2工作的占空比D=Ton/Ts。根据输出电感的伏秒积分平衡，可得变换器输入输出关系：V0=4nDVin。图2为加无损缓冲吸收的PPF电路工作原理波形图，一共分为14个工作模态。 (1)工作模态l[t0-t1] ，在t0以前，S1和S2都是关断的，输入电流沿回路Vin-Np-C-Np2环流，环流为Ia=2nDI0。原、副边绕组电压为零，整流二极管同时导通，iD1=iD2=I0/2。t0时刻，S1导通，Vin加在原边漏感Lo上，ip1迅速增加；Vc加在绕组的漏感上，ip2迅速减小并反向增人。同时，流过iD1、iD4的电流增大，流过iD2、iD3的电流减小，此过程持续到iD2减小到0并且增大到最大反向恢复电流时结束。模态l中，Vc1=Vc2=0，VD5=VD6=Vo/2，VD7=0。(2)工作模态2[t0-t2] ，t1时刻，D2、D3中反向恢复电流达到最大值，D5、D6导通，D2、D3达到瞬时反向电压Vo，缓冲电容C1(C2)和副边漏感Lo’开始谐振。Vin、VC分别加在原边绕组Np1、Np2上，ip1正向增大，ip2减小并反向增大。两端电压从零开始谐振增大，在半个谐振周期后达到最大值VC1max=VC2max=2nVin-Vo，此时模态2结束。模态2中，VD5=VD6=0，VD7=Vo。二极管D2、D3两端反向电压从V0逐渐增大VD2=VD3=4nVin-V0。(3)工作模态3[t2-t3] ，t2时刻，D2、D3两端电压回落到稳态关断值2nVin，D5、D6关断。变压
LLC移相全桥
移相全桥学习笔记 在早期的大功率电源（输出功率大于1KW）应用中，硬开关全桥(Full-Bridge)拓扑是应用最为广泛的一种，其特点是开关频率固定，开关管承受的电压与电流应力小，便于控制，特别是适合于低压大电流，以及输出电压与电流变化较大的场合。但受制于开关器件的损耗，无法将开关频率提升以获得更高的功率密度。例如：一个5KW的电源，采用硬开关全桥，即使效率做到92%，那么依然还有400W的损耗，那么每提升一个点的效率，就可以减少50W的损耗，特别在多台并机以及长时间运行的系统中，其经济效益相当可观。 随后，人们在硬开关全桥的基础上，开发出了一种软开关的全桥拓扑——移相全桥(Phase-Shifting Full-Bridge Converter，简称PS FB)，利用功率器件的结电容与变压器的漏感作为谐振元件，使全桥电源的4个开关管依次在零电压下导通(Zero voltage Switching，简称ZVS)，来实现恒频软开关，提升电源的整体效率与EMI性能，当然还可以提高电源的功率密度。 上图是移相全桥的拓扑图，各个元件的意义如下： Vin：输入的直流电源 T1-T4：4个主开关管，一般是MOSFET或IGBT T1,T2称为超前臂开关管，T3,T4称为滞后臂开关管 C1-C4：4个开关管的寄生电容或外加谐振电容 D1-D4：4个开关管的寄生二极管或外加续流二极管 VD1,VD2:电源次级高频整流二极管 TR：移相全桥电源变压器 Lp：变压器原边绕组电感量 Ls1,Ls2:变压器副边电感量 Lr：变压器原边漏感或原边漏感与外加电感的和 Lf：移相全桥电源次级输出续流电感 Cf: 移相全桥电源次级输出电容 R L: 移相全桥电源次级负载
2kW新型推挽正激直流变换器的研制.
2kW新型推挽正激直流变换器的研制 2kW新型推挽正激直流变换器的研制 类别：电源技术 电路的工作原理，对环流过程进行了透彻分析，分析了箝位电容和变压器原边漏感对电路工作的影响。通过仿真和实验对所述理论分析进行了验证。基于此研制出输入电压dc24～32v，输出电压dc120v的2kw直流变换器样机，典型效率为93.2％,表明该电路具有可靠、效率高的特点，适合于低压大电流输入中大功率应用场合。引言在低压大电流场合中，推挽电路以其结构简单、磁芯利用率高的优点而得到了广泛应用。但是，传统的推挽电路存在如下几个缺点：1）由于原边漏感的存在,功率管关断时,漏源极产生较大的电压尖峰；2）输入电流纹波的安秒积分大，因而输入滤波器的体积较大。本文在传统推挽电路的基础上增加了一个箝位电容，便可以解决上述传统电路存在的两个缺点。图11 推挽正激电路工作原理如图1所示，该变换器的两个主功率开关管v1及v2和两个匝数均为np的初级绕组tp1及tp2交替连接成一个回路，在回路的两个中点之间连接一个箝位电容c。cin为输入电容,dv1及dv2为两个主功率开关管寄生的反并二极管。d1及d2组成双半波整流电路。电源正极 →tp2→c→tp1→电源负极构成一个回路。忽略变压器漏感则加在变压器原边两个绕组的电压之和为零，c上的电压为uin，下正上负。另外一个回路为电源正极→v1→c→v2→电源负极。根据基尔霍夫电路定律可得uds1＋uds2=uin＋ uc=2uin因此，当某一开关管导通时，另一开关管的电压被箝位在2uin；当两个开关管均关断时,开关管电压各为uin。图2 在分析推挽正激电路工作模态前，做如下设定：1）v1，v2，d1，d2均为理想器件，导通压降忽略不计；2）c较大，在工作过程中两端电压保持uin基本不变；3）滤波电感lf较大，在较短的时间内可以视为恒流源，电流维持不变；稳态时输出电流io=uo/r；4）原边绕组匝数同为np，励磁电感和漏感均相同为lm、lσ，副边匝数同为ns，匝比n=ns/np；5）开关周期ts，v1及v2每个周期开通时间均为ton，v1及v2工作的占空比均为d=ton/ts；图2为推挽正激电路工作原理波形图，一共分为8个工作模态。图3 1）[t1－t2] 在t1之前v1及v2都是关断的，输入电流沿电源正极→tp2→c→tp1→电源负极回路环流工作，环流为ia=ndio[1]（具体分析在第2节中给出）。原副边绕组电压为0，d1及d2同时导通。t1时刻v1开通，uin 加在tp1的漏感上，i1快速增加；uc加在tp2的漏感上，i2迅速减小并反向增大。相应的，在副边流过d1电流id1增大，流过d2的电流id2减小。t2时刻，d2截止id2=0。此模态等效电路图如图3（a）所示，持续时间为式中：ilfmin为t1时刻滤波电感电流。2）[t2－t3] 当d2截止时，该工作模态开始工作，uin加在tp1的励磁电感和漏感上，uc加在tp2的励磁电感和漏感上，各承担励磁电流和负载电流变化率的一半，这时初级相当于两个单端正激电路并联工作[2][3][4]。i1增加，i2反向增大。工作模态如图3（b）所示，持续时间为3）[t3－t4] t3时刻，v1关断，该工作模态开始工作。在此之前i1始
推挽开关电源
推挽式开关电源 开关电源的推挽拓扑结构 ★新手入门拓扑结构推挽篇 推挽式开关电源设计中基础拓扑结构之一 推挽电路就是两个不同极性晶体管连接的输出电路。推挽电路采用两个参数相同的功率BJT管或MOSFET管，以推挽方式存在于电路中，各负责正负半周的波形放大任务，电路工作时，两只对称的功率管每次只有一个导通，所以导通损耗小效率高。推挽输出既可以向负载灌电流，也可以从负载抽取电流。 如果输出级有两个三极管，始终处于一个导通、一个截止的状态，也就是两个三极管推挽相连，这样的电路结构称为推挽式电路或图腾柱（Totem-pole）输出电路。 上图为推挽变换器原理图。推挽变压器有两个三极管在交替开关，已达到比单管工作电路的输出功率，由于初级线圈的中心抽头接在输入电源的正极，这样当一边三极管导通时，另一边的三极管要承受耐压与两倍的电源电压，这对晶体管要求较高。 优点： 结构简单，开关变压器磁芯利用率高，推挽电路工作时，两只对称的功率开关管每次只有一个导通，所以导通损耗小。 缺点： 变压器带有中心抽头，而且开关管的承受电压较高；由于变压器原边漏感的存在，功率开关管关断的瞬间，漏感极会产生较大的电压尖峰，另外输入电流纹波较大，因而输入滤波器的体积较大。
★主流IC SG3525是美国硅通用半导体公司推出的一种性能优良、功能齐全和通用性强的单片集成PWM控制芯片，它简单可靠、方便灵活，输出驱动我推拉输出形式，增加了驱动能力；内部含有欠压锁定电路、软启动控制电路、PWM锁存器，有过流保护功能，频率可调，同时能限制最大占空比。 IR2110 是美国IR公司生产的一款驱动器。它兼有光耦隔离（体积小）和电磁隔离（速度快）的优点，是中小功率变换器装置中驱动器件的首选品种。 UC3846 采用定频电流模式控制，改善了系统的线电压调节率和负载响应特性，简化了控制环路的设计。 IR2112S 是IR公司一款推挽式驱动器，它是高电压、高放大率MOSFET和带独立的推挽放大器，为了自举工作方式，门驱动器供电范围从10V到20V。 ★工程师推荐：电流馈电推挽式逆变电路图设计 电流馈电推挽式逆变电路如图1所示，图中直流电压经电感L1送到变压器Tr的中心抽头，L1与跨接余Tr初级绕组两端的电容C2组成手续谐振电路，R1、R2、C1组成启动电路，其原理同图2，由于Np与Nb的正反馈作用，驱动VT1、VT2轮流交替导通。
自激推挽式直流变换器的设计
自激推挽式直流变换器的设计 引言 在数模混合电路系统中，需要多个电源供电，为了减小外界供电电源的数量，实现系统供电电路的小型化。本文基于电流反馈型自激推挽电路设计出了+10V，200mA和-10V，100mA输出的电源，+10V除了给电路系统的模拟芯片供电外还要给单片及供电的电压调节芯片供电，-10V给模拟芯片供电，实现了供电系统的小型化和低成本。 1.自激推挽式直流变换器的基本原理： 自激推挽式直流变换器的基本电路如图1所示。参照图1，当接通输入直流电源Ui后，就会在分压电阻R2上产生一个电压，该电压通过功率开关变压器的Nb1和Nb2两个绕组分别加到两个功率开关V1和V1的基极上。由于电路的不完全对称性使其中的一个功率开关首先导通。假设是功率开关Np1首先导通，那么功率开关Nb2集电极的电流流过功率开关变压器初级绕组的二分之一V2，使功率开关变压器的磁芯磁化，同时使其他的绕组产生感应电动势。在基极绕组Nb2上产生的感应电动势使功率开关V2的基极处于负电位的反向偏置而维持截至状态。在另一个基极绕组Nb1上产生的感应电动势则使功率开关V1的集电极电流进一步增加，这是正反馈的过程。其最后的结果使功率开关V1很快就达到饱和导通状态，此时几乎全部的电源电压Ui都加到了功率开关变压器初级绕组的二分之一Np1上。绕组Np1中的电流以及由此引起的磁通也会线性的增加。当功率开关变压器磁芯的磁通量接近或达到磁饱和值+φS时，集电极的电流就会急剧地增加，形成一个尖峰，而磁通量的变化率接近于零，因此功率开关变压器的所有绕组上的感应电动势也接近于零。由于绕组Nb1两端的感应电动势接近于零，于是功率开关V1的基极电流减小，集电极电流开始下降，从而使所有绕组上的感应电动势反向。紧接着磁芯的磁通脱离饱和状态，促使功率开关V1很快进入截至状态，功率开关V2很快进入饱和导通状态。这时几乎全部的输入直流电压Ui又被加到功率开关变压器的另一半绕组Np2上，使功率开关变压器磁芯的磁通直线下降，很快就达到了反向的磁饱和值-φS。上述过程周而复始，就会在两个功率开关V1和V2的集电极形成方波电压。
移相全桥ZVS及ZVZCS拓扑结构分析
移相全桥ZVS及ZVZCS拓扑结构分析 鲁雄飞 河海大学电气工程学院，南京（210098） E-mail：luxiongfei@https://www.wendangku.net/doc/ca8740305.html, 摘要：总结了基于零电压及零电压零电流全桥PWM技术的各种典型拓扑，比较分析了其拓扑结构及各自的特点。在不同的应用场合，我们应该根据其特点选择合适的拓扑结构。关键词：变换器；PWM；零电压开关；零电压零电流开关； 中图分类号：TTP 1.引言 移相控制方式是控制型软开关技术在全开关PWM拓扑的两态开关模式（通态和断态）通过控制方法变为三态开关工作模式（通态断态和续流态），在续流态中实现开关管的软开关。全桥移相ZVS-PWM DC/DC变换拓扑自出现以来，得到了广泛应用，其有如下优点：○1充分利用电路中的寄生参数（开关管的输出寄生电容和高频变压器的漏感，实现有源开关器件的零电压开关） ○2功率拓扑结构简单 ○3功率半导体器体的低电压应力和电流应力 ○4频率固定 ○5移相控制电路简单 全桥移相电路具有以上优点，但也依然存在如下缺点： ○1占空比丢失 ○2变压器原边串联电感和副边整流二极管寄生电容振荡 ○3拓扑只能在轻载到满载的负载范围内，实现零电压软开关 目前该拓扑的研究及成果主要集中在以下方面 ○1减小副边二极管上的电压振荡 ○2减少拓扑占空比丢失 ○3增大拓扑零电压软开关的负载适应范围[1] ○4循环电流的减小和系统通态损耗的降低[2] 2.典型的zvs电路拓扑 2.1原边串联电感电路 为了实现滞后桥臂的零电压，一般在原边串联电感（如图1所示）。增大变压器漏感，以增加用来对开关输出电容放电能量。该电路具有较大的循环能量，变换器的导通损耗较大，且增大了占空比的丢失。
正激、反激、双管反激、推挽开关电路小结
开关电源电路学习小结 1.正激（Forward）电路 正激电路的原理图如图1所示： 图1、单管正激电路 1.1电路原理图说明 单管正极电路由输入Uin、滤波电容C1、C2、C3，变压器Trans、开关管VT1、二极管VD1、电感L1组成。 其中变压器中的N1、N2、N3三个线圈是绕在同一个铁芯上的，N1、N2的绕线方向一致，N3的绕线方向与前两者相反。 1.2电路工作原理说明 开关管VT1以一定的频率通断，从而实现电压输出。当VT1吸合时，输入电压Uin被加在变压器线圈N1的两边，同时通过变压器的传输作用，变压器线圈N2两边产生上正下负的电压，VD1正向导通。Uin的能量通过变压器Tran传输到负载。 由于N3的绕线方向与N1的相反，VT1导通时，N3的电压极性为上负下正。 当VT1关断时，N1中的电流突然变为0，但铁芯中的磁场不可能突变，N1产生反电动势，方向上负下正；N3则产生上正下负的反向电动势，多出的能量将被回馈到Uin。 通过上述内容可以看到W3的作用，就是为了能使磁场连续而留出的电流通路，采用
这种接线方式后，VT1断开器件，磁场的磁能被转换为电能送回电源。 如果没有N3，那么VT1关断瞬间要事磁场保持连续，唯有两个电流通路：一是击穿开关；二是N2电流倒流使二极管反向击穿。击穿开关或二极管，都需要很高电压，使击穿后电流以较高的变化率下降到零；而很高的电流变化率（磁通变化率）自然会产生很高的感生电动势来形成击穿电压。 由此可见，如果没有N3，则电感反向时的磁能将无法回收到电源；并且还会击穿开关和二极管。 1.3小结 1)正激电路使用变压器作为通道进行能量传输； 2)正激电路中，开关管导通时，能量传输到变压器副边，同时存储在电感中；开关管 关断时，将由副边回路中的电感续流带载； 3)正激电路的副边向负载提供功率输出，并且输出电压的幅度基本是稳定的。正激输 出电压的瞬态特性相对较好； 4)为了吸收线圈在开关管关断时时的反电动势，需要在变压器中增加一个反电动势吸 收绕组，因此正激电路的变压器要比反激电路的体积大； 5)由于正激电路控制开关的占空比都取0.5左右，而反激电路的占空比都较小，所以 正激电路的反激电动势更高。
移相全桥为主电路的软开关电源设计详解
移相全桥为主电路的软开关电源设计详解 2014-09-11 11:10 来源：电源网作者：铃铛 移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高开关频率。如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源?请见下文详解。 主电路分析 这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A。采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实现ZCS。电路结构简图如图1，VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后臂VT3、VT4的ZCS，Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T 为主变压器，副边由VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。 图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图 其基本工作原理如下： 当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4，而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4，在关断VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电压关断。 由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时开通VT2，则VT2即是零电压开通。 当C1充满电、C2放电完毕后，由于VD2是导通的，此时加在变压器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容Cb两端电压，原边电流开始减小，但继续给Cb 充电，直到原边电流为零，这时由于VD4的阻断作用，电容Cb不能通过VT2、
半桥,全桥,反激,正激、推挽拓扑结构的区别和特点
1. 单端正激式 单端：通过一只开关器件单向驱动脉冲变压器。 正激：脉冲变压器的原/付边相位关系，确保在开关管导通，驱动脉冲变压器原边时，变压器付边同时对负载供电。 该电路的最大问题是：开关管T交替工作于通/断两种状态，当开关管关断时，脉冲变压器处于“空载”状态，其中储存的磁能将被积累到下一个周期，直至电感器饱和，使开关器件烧毁。图中的D3与N3构成的磁通复位电路，提供了泄放多余磁能的渠道。 2. 单端反激式 反激式电路与正激式电路相反，脉冲变压器的原/付边相位关系，确保当开关管导通，驱动脉冲变压器原边时，变压器付边不对负载供电，即原/付边交错通断。脉冲变压器磁能被积累的问题容易解决，但是，由于变压器存在漏感，将在原边形成电压尖峰，可能击穿开关器件，需要设置电压钳位电路予以保护D3、N3构成的回路。从电路原理图上看，反激式与正激式很相象，表面上只是变压器同名端的区别，但电路的工作方式不同，D3、N3的作用也不同。 3.推挽（变压器中心抽头）式
这种电路结构的特点是：对称性结构，脉冲变压器原边是两个对称线圈， 两只开关管接成对称关系，轮流通断，工作过程类似于线性放大电路中的乙类 推挽功率放大器。 主要优点：高频变压器磁芯利用率高（与单端电路相比）、电源电压利用 率高（与后面要叙述的半桥电路相比）、输出功率大、两管基极均为低电平， 驱动电路简单。 主要缺点：变压器绕组利用率低、对开关管的耐压要求比较高（至少是电 源电压的两倍）。 4. 全桥式 这种电路结构的特点是：由四只相同的开关管接成电桥结构驱动脉冲变压 器原边。 图中T1、T4为一对，由同一组信号驱动，同时导通/关端；T2、T3为另一对，由另一组信号驱动，同时导通/关端。两对开关管轮流通/断，在变压器原 边线圈中形成正/负交变的脉冲电流。 主要优点：与推挽结构相比，原边绕组减少了一半，开关管耐压降低一半。
推挽电路
开关电源模块并联供电系统 摘要： 本系统以推挽电路为主电路、以集成PWM芯片SG3525为控制核心，实现24V输入、额定输出8V、满载16W的DC/DC变换。通过SG3525的闭环调整，两路DC/DC变换器实现并联输出，且两路输出电流可按指定比例调整。以单片机DSPIC30F2012为主控芯片，实现对DC/DC变换的电流采样、基准给定及系统的控制管理。 实验结果表明：DC/DC变换器在全负载范围内稳压精度大于99%，系统满载效率大于80%；按指定模式并联输出时，各DC/DC变换器的输出电流相对误差绝对值小于2%，且电路能精确实现过流保护。 Abstract: A push-pull circuit of the system is the main circuit, The SG3525 PWM chip integration for the control of the core, to achieve 24V input, depending on the output 8V, loaded with 16W of DC / DC converter. SG3525 through closed-loop adjustment, two DC / DC converters to achieve parallel output, and two output currents can be specified scaling. As the master chip to chip DSPIC30F2012, to achieve the DC / DC converter of the current sampling, the benchmark for a given system control and management. The results show that: DC / DC converter at full load regulation accuracy within 99% full load efficiency is more than 80%; parallel output mode specified when the DC / DC converter output current relative absolute error less than 2%, and the over-current protection circuit accurately. 关键字：开关电源；推挽式变换电路；SG3525、 1．方案论证与选择 1．1主电路的选择方案 方案一：主电路部分采用推挽式变换电路。该电路的结构特点就相当于两个单端正激变换电路通过高频变压器形成并联结构，电路不需单独的去磁电路就能正常工作。由于推挽式开关电源中的两个控制开关轮流交替工作，其输出电压波形非常对称，并且开关电源在整个周期之内都向负载提供功率的输出，因此推挽式开关电源是所有开关电源中电压利用率最高的开关电源。其主要优点有： （1）推挽式开关电源输出电流瞬态响应是速度较高，电压输出特性比较好； （2）推挽式变换电路的功率开关管是共地的，驱动时不用隔离，因此驱动方便；（3）只用两只功率管就可以输出较大功率； （4）推挽式变换电路的功率开关管最大承受而被的输入电压。
推挽式变压器
推挽全桥双向直流变换器的研究 1 引言 随着环境污染的日益严重和新能源的开发，双向直流变换器得到了越来越广泛的应用，像直流不停电电源系统，航天电源系统、电动汽车等场合都应用到了双向直流变换器。越来越多的双向直流变换器拓扑也被提出，不隔离的双向直流变换器有Bi Buck/Boost、Bi Buck-Boost、Bi Cuk、 Bi Sepic-Zeta；隔离式的双向直流变换器有正激、反激、推挽和桥式等拓扑结构。不同的拓扑对应于不同的应用场合，各有其优缺点。推挽全桥双向直流变换器是由全桥拓扑加全波整流演变而来。推挽侧为电流型，输入由蓄电池供给，全桥侧为电压型，输入接在直流高压母线上。此双向直流变换器拓扑适用在电压传输比较大、传输功率较高的场合。 本文分析了推挽全桥双向直流变换器的工作原理，通过两种工作模式的分析，理论上证明了此拓扑实现能量双向流动的可行性，并对推挽侧开关管上电压尖峰形成原因进行了分析，提出了解决方法，在文章的最后给出了仿真波形和实验波形。 2工作原理 图1为推挽全桥双向DC/DC变换器原理图。图2给出了该变换器的主要波形。变换器原副边的电气隔离是通过变压器来实现的，原边为电流型推挽电路，副边为全桥电路，该变换器有两种工作模式：（1）升压模式：在这种工作模式下S1 、S2 作为开关管工作； S3，S4 ，S5 ，S6 作为同步整流管工作，整流方式为全桥整流，这种整流方式适用于输出电压比较高，输出电流比较小的场合。由于电感L 的存在 S1、S2 的占空比必须大于0.5。（2）降压模式：在这种工作模式下 S3， S4， S5，S6 作为开关管工作，S1 、S2 作为同步整流管工作，整流方式为全波整流。分析前，作出如下假设： 所有开关管、二极管均为理想器件； 所有电感、电容、变压器均为理想元件； ，； 2.1升压工作模式 在升压工作模式下，原边输入为电流型推挽电路，副边输出为全桥整流电路。S1 ，S2 作为开关管工作，S3 ， S4， S5，S6 作为同步整流管工作。电感电流工作于连续模式。
全桥电路基础的拓扑结构
全桥电路基础的拓扑结构 这里整理一下移相全桥电路的基础，基础的拓扑结构为： 其控制方法在《脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术》划分为9类，不过可综合成下面四种组态： 1.两臂固定导通时间 Ton=D×Ts/2；
2.Q1&Q3向前导通 Ton=（D×Ts/2+Tadd）～Ts/2，可调节； 【可细分为Ton=Ts/2和Ton 1. +1状态: Q1, Q4同时导通，或d1,d4同时导通。a, b两点间电压Vab = + Vin。 2. -1状态: Q3,Q2同时导通，或d3, d2同时导通。a, b两点间电压Vab = - Vin。 3. 0状态: （Q1,Q4）&(d1,d4)不同时导通，并且（Q3,Q2）&（d3, d2）不同时导通。a, b两点间电压Vab = 0。 三种切换方式 1. +1 => -1 ^ -1 => +1 分析过程： 初始时刻：Q1、Q4导通，向副边传输能量。 下一时刻，Q1、Q4同时关断。因为有C1，C4，Q1，Q4电压缓升，是零电压关断。 在变压器原边漏感Lt的影响下，原边电流方向不变，该电流给C1，C4充电，C2，C3放电。 C1，C4充电至vin，C2，C3放电至0后，二极管D2，D3导通（Vab = -Vin）。以上是暂态过程，实际持续的时间很短，但是由于存在一段时间（Doff）,因此此时随着Ip的下降至零，开关管及其反并二极管都在关断状态，电容和漏感发生谐振，导致C2，C3在Q2，Q3开通的时候电压并不为零，因此电容的能量完全消耗在开关管上，这样无法实现软开关。因此+1=>-1时是无法实现软开关的。 2.+1 => 0 ^ -1 => 0 移相全桥ZVZCSDC/DC变换器综述 摘要：概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器，简要介绍了各种电路拓扑的工作原理，并对比了优缺点，以供大家参考。关键词：移相控制；零电压零电流开关；全桥变换器 1概述所谓ZVZCS，就是超前桥臂实现零电压导通和关断，滞后桥臂实现零电流导通和关断。ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷，即可以大幅度降低电路内部的循环能量，提高变换效率，减小副边占空比丢失，提高最大占空比，而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响。图1 滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的。即当原边电流减小到零后，不允许其继续反方向增长。原边电流复位目前主要有以下几种方法： 1）利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿，使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中，为滞后桥臂提供零电流开关的条件；图2 2）在变压器原边使用隔直电容和饱和电感，在原边电压过零期间，将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源，使原边电流复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件； 3）在变压器副边整流器输出端并联电容，在原边电压过零期间，将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源，使原边电流迅速复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件。图3 2 电路拓扑根据原边电流复位方式的不同，下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC拓扑结构，以供大家参考。图4 1）NhoE.C. 电路如图1所示[1]。该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器，它的驱动信号采用有限双极性控制，从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关。这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择，L1k太小，在负载电流很小时，超前桥臂不能实现零电压开关；L1k太大，又限制了iL1k的变化速度，从而限制了变换器开关频率的提高。变换器给负载供电方式是电流源形式，电感L1k电流交流变化，输入电流脉动很大，要求滤波电容很大。该电路可以工作在电流临界连续状态，但必须采用频率控制，不利于滤波器的优化设计。图5 2）ChenK. 电路如图2 所示[2][3]。该电路超前桥臂并联有串联的电感和电容。电感L1和L2很小，不影响开关管的ZVS，但有两个好处：一是限制振荡的电流峰值；二是在负载很小，开关管不能实现ZVS时，限制开关管的开通电流尖峰。该拓扑结构利用IGBT的反向击穿特性，解决了滞后桥臂IGBT关断时的电流拖尾问题，可以提高IGBT的开关频率，而且在负载很小时也能实现零电流开关。但是，这个电路也付出了代价，漏感L1k中的能量L1kip2/2和ip反向时漏感L1k中的能量全部消耗在反向击穿的IGBT中。图6 3）原边加隔直电容和饱和电感的FB-ZVZCS-PWM变换器如图3[4]所示。它在基本的移相全桥变换器的基础上增加了一个饱和电感Ls，并在主电路上增加了一个阻挡电容Cb，阻挡电容Cb与饱和电感Ls适当配合，能使滞后桥臂上的主开关管实现零电流开关。在原边电压过零阶段，饱和电感工作在线性状态，阻止原边电流ip反向流动，在原边电压为Vin或－Vin时，它工作在饱和状态。尽管它有许多明显的优势，但也有不足之处，如最大占空比范围仍受到很多限制，特别是饱和电感上有很大的损耗，饱和电感磁芯的散热问题是一个必须解决的问题。 4）副边采用有源箝位开关的FB-ZVZCS-PWM变换器如图4所示[5]。这种电路没有使用耗能元件，在副边增加有源箝位开关S，并通过对有源箝位开关的适当控制，为滞后桥臂创造零电流开关条件。超前桥臂在零电压导通与关断的过程中，输出滤波电感Lf参与了谐振过程，而输出滤波电感通常具有很大的值，超前桥臂开关管可以在很大的 全桥,半桥,推挽,正激,反激的优缺点比较及应用场 合分析 优缺点比较 一、全桥式开关电源的优点和缺点 1、全桥式变压器开关电源输出功率很大，工作效率很高 全桥式变压器开关电源与推挽式变压器开关电源一样，由于两组开关器件轮流交替工作，相当于两个开关电源同时输出功率，其输出功率约等于单一开关电源输出功率的两倍。因此，全桥式变压器开关电源输出功率很大，工作效率很高，经桥式整流或全波整流后，其输出电压的电压脉动系数Sv和电流脉动系数Si都很小，仅需要一个很小值的储能滤波电容或储能滤波电感，就可以得到一个电压纹波和电流纹波都很小的输出电压。 2、全桥式开关电源的优点是开关管的耐压值特别的低 全桥式变压器开关电源最大的优点是，对4个开关器件的耐压要求比推挽式变压器开关电源对两个开关器件的耐压要求可以降低一半。因为，全桥式变压器开关电源4个开关器件分成两组，工作时2个开关器件互相串联，关断时，每个开关器件所承受的电压，只有单个开关器件所承受电压的一半。其最高耐压等于工作电压与反电动势之和的一半，这个结果正好是推挽式变压器开关电源两个开关器件耐压的一半。 3、全桥式变压器开关电源主要用于输入电压比较高的场合 在输入电压很高的情况下，采用全桥式变压器开关电源，其输出功率要比推挽式变压器开关电源的输出功率大很多。因此，一般电网电压为交流220伏供电的大功率开关电源大部分都是使用全桥式变压器开关电源。而在输入电压较低的情况下，推挽式变压器开关电源的输出功率又要比全桥式变压器开关电源的输出功率大很多。 4、全桥式变压器开关电源的电源利用率比推挽式变压器开关电源的电源利用率低一些 因为2组开关器件互相串联，两个开关器件接通时总的电压降要比单个开关器件接通时的电压降大一倍；但比半桥式变压器开关电源的电源利用率高很多。因此，全桥式变压器开关电源也可以用于工作电源电压比较低的场合。 5、 与半桥式开关电源一样，全桥式变压器开关电源的变压器初级线圈只需要一个绕组，这也是它的优点，这对小功率开关电源变压器的线圈绕制多少带来一些方便。但对于大功率开关电源变压器的线圈绕制没有优势，因为，大功率开关电源变压器的线圈需要用多股线来绕。 6、移相全桥ZVZCSDCDC变换器综述.
全桥-半桥-推挽-正激-反激的优缺点比较及应用场合分析