基于部分元等效电路的外旁通柜寄生参数分析

基于部分元等效电路的外旁通柜

寄生参数分析

钟澎，张波，丘东元

（华南理工大学电力学院，广东广州510641）

摘要外旁通柜是ITER整流电源系统中进行过流和过压保护的重要设备。由于寄生参数的存在，会造成并联支路分流不均，导致个别器件过载而影响整个设备的运行。本文利用部分元等效电路（PEEC）方法，对外旁通柜进行了电路建模和寄生参数计算。最后通过仿真和实验对计算结果进行了验证, 表明该方法对外旁通柜寄生参数的分析是正确并且有效的。

关键词：外旁通柜；寄生参数；部分元等效电路；电路建模

中图分类号：TM923.4

Analysis of parasitic parameters in the external bypass cabinet

based on PEEC theory

Zhong Peng Zhang Bo Qiu Dongyuan

(School of Electric Power, South China University of Technology, Guangzhou 51064, China) Abstract ITER external bypass cabinet is an important equipment that protect from over-current and over-voltage in the rectification power supply system. Because of the parasitic parameters in the external bypass cabinet, the current sharing of parallel branch would be far from the satisfaction, so the entire operation of equipment would have impact from overload devices. This paper, based on partial element equivalent circuit（PEEC）method, gives the circuit analysis model and the calculation of parasitic parameters in the external bypass cabinet. Finally, the simulation and experiment verify the calculation results and show that the analysis of parasitic parameters in the external bypass cabinet are correct and effective.

Keywords：external bypass cabinet; PEEC; parasitic parameters; circuit analysis model

1引言

ITER装置是一个能产生大规模核聚变反应的超导托克马克。外旁通柜是ITER整流电源系统中的重要组成部分，开关分断过程中di/dt高达20A/μs，因此，必须考虑晶闸管连接母线的分布电感及相互间互感的影响。由于各并联支路的电感和互感的大小不同，各支路感应出不同的电流分布，造成个别器件过载，严重时甚至不能使旁通回路连续运行。然而，目前国内外对大功率器件连接母线中寄生参数的研究不够完善和充分。

文献中指出，研究对传导电磁干扰影响的方法通常有矩量法（MOM） [1-3]、有限元法（FEM）[4]、时域有限差分法（FDTD）[5]等。矩量法是基于Maxwell方程式中的积分方程，考虑了源和场的相互作用，计算精度较高，但用矩量法求场源电流分布时，必须同时涉及场的积分方程，考虑了源和场的相互作用，计算精度较高，但用矩量法求场源电流分布时，必须同时涉及场的问题，计算量较大；有限元法、时域有限差分法是基于Maxwell方程中的偏微分方程，广泛应用于各种电磁计算中，在分析辐射场时需要大量的网格，因此计算量很大。

基金项目：国家自然科学基金重点项目（批准号：50937001）。

部分元等效电路法（PEEC ）是一种综合计算效率较高的算法，它对辐射相对较小的系统，可以将场源电流分布的求解和辐射场的求解分离出来，这样在保证一定精度的前提下，可以大大地提高计算效率。PEEC 方法从积分形式的麦克斯韦方程出发，将大尺寸导体分割成适当数量的小导体（部分电路单元），计算出各部分电路单元的部分电感、部分电容以及各单元之间的互感和互容，最后将部分电路单元构成等效电路进行电路模拟，从而将复杂形状导体的电磁场求解问题转换为等效电路的建立和分析问题。

PEEC 方法广泛用于集成电路中互连导线的寄生参数提取。近年来, 这种方法也被应用于IGBT 等功率模块内部的互连导线的建模和分析上。利用PEEC 原理可以对模块内的互连导线的寄生参数进行建模, 如果结合器件的Spice 模型可以很好地对开关瞬态的电压电流波形，电路之间的串扰以及并联管芯的瞬态电流分布等问题进行仿真分析[6-9]。

本文以ITER 整流电源系统中外旁通柜的母排为研究对象，基于部分元等效电路法（PEEC ）建立母排等效电路模型，研究寄生参数对外旁通柜运行特性的影响，最后通过仿真和实验对计算结果进行了验证。

2 寄生参数的提取

2.1基本方程

PEEC 方法中涉及部分电阻R 、部分电感L 和电位系数P 等参数[10-12]，上述三个参数的定义分别为

σ

γγml a l m =

l R (1)

ml v v ij dv v d r r a a L ml nk

nk

ml ′′?=∫∫G G 1

1

14γ

γπμ (2) ds s d r r P ml mk S S ij ′′

?=

∫∫

G G 1

41

πε (3) 其中，m l 是电流方向的导体长度，γa 是电流方向

的法线切面，σ是导体材料的电导率，r 是从原点

出发的矢量。

由于我们考虑的对象是处于低频段，寄生电容

对电路几乎不造成什么影响，那么点位系数的计算

可以忽略。部分电阻的计算直接根据公式（1）得

到，而部分电感包括自感和互感，互感的大小取决

于导线的形状、空间位置以及电流在导线内的分

布。

图1 两个长方体导体互感

Fig 1 The inductance of two rectangular conductor

图1所示的两个长方体导体间的部分电感可用毕奥-萨伐尔定律的体积分公式[13]将公式(2)作进一步推导，得

[][]

)()()(),,(Mp 1

3233

123,,,,p ,,,12z y x z y x f b p c p b c p a

E d E E a d E A A A A A A A A ?+?+?+?+?+?+??????= (4) 式中，Mp nm 代表了n 段和m 段之间的部分互感。当n=m 时，其值等于第n 个导体段的自感。另外，

[][]

)

,,()

1()()()(),,(41414

1

1

,,,,,,3

14231423142k j i i j k k j i z z z z y y y y x x x x z y x f z y x z y x f ∑∑∑===+++?=

?????? (5)

224402244

2244

444

222222331(,,)[[[(442424)42424)424241(333)60

6y z y z f x y z x abcd x z x z y y z y x z x y z x y y z z x xyz xy z

μπ=×?? +(??+(??+

++?????

31322313

3,,,,,,6)]()]()6E a E d P b P c E d a E P c b P x yz x y z ?+?+?++?+?+??A A A A A A A A (6)

那么，根据图1设定两个长方体导体的三维（x 、y 、z ）分别为(a 、b 、1l )和(d 、c 、2l ), 以及

间距为(E 、P 、3l ), 结合公式（4）-（6），可以在

Matlab 环境中编程得到部分电感的计算程序。通过

验证后的程序应用到部分电感的计算，既快捷又精

确。 2.2外旁通柜简化模型中的寄生参数 文献[14]对ITER 的外旁通柜进行建模和分析，图2是外旁通柜的三维CATIA 设计模型。图中所示3×7的平行排列结构，21个晶闸管处于同一平面。电流从上母线的一端流入，经21条晶闸管支路汇入下母线，总电流从与主电流流入的对称端流出。

图2 外旁通柜设计结构的三维模型

Fig 2 Three-dimensional model of the designed external

bypass cabinet

图2中采用ABB的5STP 52U5200晶闸管，北京赛晶MSC09V-126水冷装置。由于外旁通柜结构较为复杂，要建立精确完整的计算模型比较困难，仿真模型忽略了对螺栓连接部位等对整体特性影响较小的局部结构；把晶闸管及其冷却系统简化成一段导体。根据上述简化和分析思路，每一组母排都可简化成如图3所示的模型。

图3 母排的简化模型

Fig 3 Simplified model of busbar

表1 各条母线的电阻参数和电感参数

Tab.1 The parameters of resistances and inductances in all

the busbars

电阻参数

(Ω)

电感参数（nH）

一组二组三组四组五组六组七组

R1=5.35e-6 59.48 62.47 62.77

62.802

62.77 62.47 59.48 R2=2.06e-6132.7 152.6 160.76163.4 160.76 152.6 132.7 R3=0.62e-64.019 4.299 4.02024.041 4.0202 4.299 4.019 R4=2.06e-6155.6 178.5 182.5189.7 182.5 178.5 155.6 R5=1.03e-65.766 5.766 5.766 5.755 5.766 5.766 5.766 R6=2.06e-6131.7 151.2 157.8160.1 157.8 151.2 131.7 R7=5.35e-659.12 61.90 59.3259.33 59.32 61.90 59.12

图3的简化模型中，每段母排都是90mm×10mm的截面，两两母排之间的间距是120mm，长度如图3所示，根据式(1)和式(4)就能得到每段母排的寄生参数。表1给出了以第四组母排为中心的七组母排各条母线的电阻参数和电感参数。由于连接晶闸管的母线呈对称结构，那么以晶闸管所在平面为基准面的下方母线的参数没有列出。

并联母排的等效电路如图4所示。

图4 等效电路图

Fig 4 The equivalent circuit

3 仿真和实验

假设流过母排的脉冲电流为正弦半波，正弦电流的峰值为55kA，频率为40Hz，然后将寄生参数代入等效电路中进行仿真，得到其中5组母排（第二组、第三组、第四组、第五组、第六组）感应电流的仿真结果如图5所示。其中流经第二组和第六组母排的电流峰值为 2.83kA，流经第三组和第五组母排的电流峰值为2.59 kA，流经中间第四组母

图5 五组母排感应电流的仿真结果

Fig 5 The simulation results of the current along the five

busbars

排的电流峰值为2.51 kA。

从图中的数据发现，各支路中的电流由于受寄生参数的影响而分布不均衡，流经中间第四组母排的电流比流经第三组和第五组母排的电流小，而流经第三组和第五组母排的电流比第二组和第六组母排的电流小。

为了验证仿真结果的有效性，我们用五组反向并联的小功率TS820-600B晶闸管连接成图6所示的电路板做定性的对照试验。根据对照试验的定义是研究不同的条件与环境对事物的发展与变化造成的差异的实验。我们可以利用不同功率的晶闸管之间类似的属性，采用类比方法，通过小功率电路的特性差异来研究大功率电路。

图6 小功率晶闸管的电路连接图

Fig 6 The circuit diagram of low-power thyristor

实验主要的仪器有: 直流稳压（驱动）电源、示波器、精密电流探头等，通过示波器看到电流探头实测的电流值如图7。图中纵坐标的每一格代表50mV, 根据精密电流探头的标度是1安/ 100 mV，那么5组晶闸管的电流值依次为1.50A、1.25A、

图7 实测的电流值

Fig 7 The measured current value 1.18A、1.23A、1.57A。

由此可见，实测波形如仿真波形那样出现中间

一组母排的电流最小，而外围母排电流依次增大的

趋势，是因为晶闸管连接母线的分布电感及相互间

的互感会寄生在电路系统中引起各支路的分流不均。仿真和实验的定性对照结果表明，本文对提取

的寄生参数包括电阻参数和电感参数的计算是有

效的。

4 结论

在开关设计过程中，晶闸管连接母线的分布电

感及相互间互感是必须考虑的复杂因素，这是因为

在并联支路的电流变化中由于母排位置产生的连

线电感或者因为互感的不同，各支路感应出不同的

电流分布，造成个别器件过载，严重时甚至不能使

旁通回路连续运行。由于晶闸管内部结构的复杂性，本次应用将外旁通柜模型进行了简化。仿真和

实验的定性对照结果表明，本文对提取的寄生参数

包括电阻参数和电感参数的计算是有效的。

针对各支路中的电流分布不均衡，我们可以考

虑将各支路间距做细微的调整，以提高均流系数。

最后，外旁通柜的分析方法还可以指导其他设

备的研究，因为整流电源的其它部件也需要数目庞

大的晶闸管并联，例如整流桥臂、双向直流开关等。

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析[D].广州: 华南理工大学, 2010.

作者简介：

钟澎女，（1987-）,硕士研究生，研究方向为电力电子装

置与系统，zhongpeng66@https://www.wendangku.net/doc/e52557302.html,；

张波男，（1962-），教授，博士生导师，研究方向为电力

电子系统和装置的研究，电力电子非线性分析和控制等。

MOS管寄生参数的影响和其驱动电路要点

MOS管寄生参数的影响和其驱动电路要点 我们在应用MOS管和设计MOS管驱动的时候，有很多寄生参数，其中最影响MOS管开关性能的是源边感抗。寄生的源边感抗主要有两种来源，第一个就是晶圆DIE和封装之间的Bonding 线的感抗，另外一个就是源边引脚到地的PCB走线的感抗（地是作为驱动电路的旁路电容和电源网络滤波网的返回路径）。在某些情况下，加入测量电流的小电阻也可能产生额外的感抗。 我们分析一下源边感抗带来的影响： 使得MOS管的开启延迟和关断延迟增加 由于存在源边电感，在开启和关段初期，电流的变化被拽了，使得充电和放电的时间变长了。同时源感抗和等效输入电容之间会发生谐振（这个谐振是由于驱动电压的快速变压形成的，也是我们在G端看到震荡尖峰的原因），我们加入的门电阻Rg和内部的栅极电阻Rm都会抑制这个震荡（震荡的Q值非常高）。 我们需要加入的优化电阻的值可以通过上述的公式选取，如果电阻过大则会引起G端电压的过冲（优点是加快了开启的过程），电阻过小则会使得开启过程变得很慢，加大了开启的时间（虽然G端电压会被抑制）。 源边感抗另外一个影响是阻碍Id的变化，当开启的时候，初始时di/dt偏大，因此在原感抗上产生了较大压降，从而使得源点点位抬高，使得Vg电压大部分加在电感上面，因此使得G 点的电压变化减小，进而形成了一种平衡（负反馈系统）。 另外一个重要的寄生参数是漏极的感抗，主要是有内部的封装电感以及连接的电感所组成。 在开启状态的时候Ld起到了很好的作用（Subber吸收的作用），开启的时候由于Ld的作用，有效的限制了di/dt/（同时减少了开启的功耗）。在关断的时候，由于Ld的作用，Vds电压形成明显的下冲（负压）并显著的增加了关断时候的功耗。下面谈一下驱动（直连或耦合的）的一些重要特性和典型环节：

等效电路模型参数在线辨识

第四章 等效电路模型参数在线辨识 通过第三章函数拟合的方法可以确定钒电池等效电路模型中的参数，但是在实际运行过程中模型参数随着工作环境温度、充放电循环次数、SOC 等因素发生变化，根据离线试验数据计算得到的参数值估算电池SOC 可能会造成较大的估计误差。因此，在实际运行时，应对钒电池等效电路模型参数进行在线辨识，做出实时修正，提高基于模型估算SOC 的精度。 4.1 基于遗忘因子的最小二乘算法 参数辨识是根据被测系统的输入输出来，通过一定的算法，获得让模型输出值尽量接近系统实际输出值的模型参数估计值。根据能否实时辨识系统的模型参数，可以将常用的参数辨识方法分为离线和在线两类，离线辨识只能在数据采集完成后进行，不能对系统模型实时地在线调整参数，对于具有非线性特性的电池系统往往不能得到满意的辨识结果；在线辨识方法一般能够根据实时采集到的数据对系统模型进行辨识，在线调整系统模型参数。常用的辨识方法有最小二乘法、极大似然估计法和Kalman 滤波法等。因最小二乘法原理简明、收敛较快、容易理解和掌握、方便编程实现等特点，在进行电池模型参数辨识时采用了效果较好的含遗忘因子的递推最小二乘法。 4.1.1 批处理最小二乘法简介 假设被辨识的系统模型： 12121212()()()1n n n n b z b z b z y z G z u z a z a z a z ------+++==++++L L （4-1） 其相应的差分方程为： 1 1 ()()()n n i i i i y k a y k i b u k i ===--+-∑∑（4-2） 若考虑被辨识系统或观测信息中含有噪声，则被辨识模型式（4-2）可改写为： 1 1 ()()()()n n i i i i z k a y k i b u k i v k ===--+-+∑∑（4-3） 式中， ()z k 为系统输出量的第k 次观测值；()y k 为系统输出量的第k 次真值，()y k i -为系统输出量的第k i -次真值；()u k 为系统的第k 个输入值，()u k i -为 系统的第k i -个输入值；()v k 为均值为0的随机噪声。

寄生参数提取-CalibrexRC培训班

寄生参数提取-Calibre xRC培训班 （1天） 课程描述： Mentor Graphics 的Calibre 是深亚微米物理验证的工业标准。本次课程将教会用户IC设计流程中有效的使用Calibre xRC进行寄生参数提取。更有相应的练习课程可加深对Calibre xRC概念和技术的理解，增加Calibre xRC的使用经验。 在这次课中可以学到： ●如何编写Calibre xRC所需的文件； ●如何使用Calibre xRC进行寄生参数提取，产生Lumped－C、Distributed RC和RCC网表等； ●如何分析Calibre xRC的报告和了解提取出来的网表结果等； ●了解Calibre xRC与其他EDA供应商的工具的接口。 适合的听众： ●IC设计工程师和版图工程师； ●需要编写rule files的工程师； ●CAD支持小组。 需要的知识： ●IC版图设计的知识； ●使用Calibre LVS的经验； ●了解电路仿真的基本知识； ●了解SPICE网表； ●熟悉UNIX； ●版图验证概念和工具的知识（非必需）。

附录1： Calibre xRC for Parasitic Extraction Training Course Schedule ●Morning ?Introduce Calibre xRC ?Foundational Flow Concepts ?Parasitic Elements and Netlists ?Transistor-Level Extraction ?Lab ●Morning ?Gate-Level Extraction ?Customizing Output Netlists ?Hierarchical Extraction ?Lab ?Q&A

集总参数和分布参数

集总参数和分布参数 组成电路模型的元件，都是能反映实际电路中元件主要物理特征的理想元件，由于电路中实际元件在工作过程中和电磁现象有关，因此有三种最基本的理想电路元件：表示消耗电能的理想电阻元件R；表示贮存电场能的理想电容元件C；表示贮存磁场能的理想电感元件L，当实际电路的尺寸远小于电路工作时电磁波的波长时，可以把元件的作用集总在一起，用一个或有限个R、L、C元件来加以描述，这样的电路参数叫做集总参数。而集总参数元件则是每一个具有两个端钮的元件，从一个端钮流入的电流等于从另一个端钮流出的电流；端钮间的电压为单值量。 参数的分布性指电路中同一瞬间相邻两点的电位和电流都不相同。这说明分布参数电路中的电压和电流除了是时间的函数外，还是空间坐标的函数。 一个电路应该作为集总参数电路，还是作为分布参数电路，或者说，要不要考虑参数的分布性，取决于其本身的线性尺寸与表征其内部电磁过程的电压、电流的波长之间的关系。若用 l表示电路本身的最大线性尺寸，用λ表示电压或电流的波长，则当不等式 λ>>l 成立，电路便可视为集总参数电路，否则便需作为分布参数电路处理。电力系统中，远距离的高压电力传输线即是典型的分布参数电路，因50赫芝的电流、电压其波长虽为 6000 千米，但线路长度达几百甚至几千千米，已可与波长相比。通信系统中发射天线等的实际尺寸虽不太长，但发射信号频率高、波长短，也应作分布参数电路处理。 研究分布参数电路时，常以具有两条平行导线、而且参数沿线均匀分布的传输线为对象。这种传输线称为均匀传输线（或均匀长线）。作这样的选择是因为实际应用的传输线可以等效转换成具有两条平行导线形式的传输线，而且这种均匀的传输线容易分析。 传输线是传送能量或信号的各种传输线的总称。其中包括电力传输线、电信传输线、天线等。传输线又称长线。由于它具有在空间某个方向上其长度已可与其内部电压、电流的波长相比拟，而必须考虑参数分布性的特征，所以是典型的分布参数电路。在电路理论中讨论传输线时以均匀传输线作为对象。均匀传输线是指参数沿线均匀分布的二线传输线,其基本参数,或称原参数是R0、L0、C0和G0。其中R0代表单位长度线（包括来线与回线）的电阻；L0代表单位长度来线与回线形成的电感；C0和G0分别代表单位长度来线与回线间的电容和

实验十五测量电路等效参数

实验十五 用三表法测量电路等效参数 一、实验目的 1. 学会用交流电压表、 交流电流表和功率表测量元件的交流等效参数的方法。 2. 学会功率表的接法和使用。 二、原理说明 1. 正弦交流信号激励下的元件值或阻抗值，可以用交流电压表、 交流电流表及功率表分别测量出元件两端的电压U 、流过该元件的电流I 和它所消耗的功率P ，然后通过计算得到所求的各值，这种方法称为三表法， 是用以测量50Hz 交流电路参数的基本方法。 计算的基本公式为： 阻抗的模I U Z = ， 电路的功率因数 cos φ＝UI P 等效电阻 R ＝ 2I P ＝│Z │cos φ， 等效电抗 X ＝│Z │sin φ 或 X ＝X L ＝2πfL ， X ＝Xc ＝ fC π21 1. 阻抗性质的判别方法：可用在被 测元件两端并联电容或将被测元件与电容 串联的方法来判别。其原理如下： 图15-1 并联电容测量法 (1) 在被测元件两端并联一只适当容量的试验电容, 若串接在电路中电流表的读数增大，则被测阻抗为容性， 电流减小则为感性。 图15-1(a)中，Z 为待测定的元件，C'为试验电容器。 (b)图是(a)的等效电路，图中G 、B 为待测阻抗Z 的电导 和电纳，B'为并联电容C' 的电纳。在端电压有效值不变 的条件下，按下面两种情况进行分析： ① 设B ＋B'＝B"，若B'增大，B"也增大，则 图15-2 电路中电流I 将单调地上升，故可判断B 为容性元件。 ② 设B ＋B'＝B"，若B'增大，而B"先减小而后再增大，电流I 也是先减小后上升，如图15-2所示，则可判断B 为感性元件。 由以上分析可见，当B 为容性元件时，对并联电容C'值无特殊要求；而当B 为感性元件时，B'<│2B │才有判定为感性的意义。B'>│2B │时，电流单调上升，与B 为容性时 相同，并不能说明电路是感性的。因此B'<│2B │是判断电路性质的可靠条件， , . . (a) (b)

交流阻抗等效电路电化学元件介绍

Zahner EIS等效电路元件 交流阻抗技术（EIS）已经成为现代电化学技术中重要的研究方法。交流阻抗谱包含了非常丰富的信息，可以准确的表征扩散过程，电容特性等。在对交流阻抗谱进行分析时，需要建立正确的模型，通过对模型的分析可以拟合出各种条件下电化学过程的行为，从而为产品的研发提供可靠的数据。这些模型是由等效电路构成，而等效电路是由常用的无源的电学元件（电阻，电容，电感）和分布式的电化学元件（常相位角，Warburg等）通过串联和并联的方式构成，这些元件具有科学上的意义，由它们组成的等效电路就成为分析EIS谱图的理论基础。 下面的表格中罗列了三种常见的无源电学元件：电阻，电感，电容的阻抗表达公式以及在Bode图中阻抗模量和相位的特征曲线及在Nyquist图中实部和虚部的呈现形式。表中最后加入了电化学元件- Warburg 半无限扩散，作为重要的电化学元件的一个例子。 除上面常用的常用元件外，Zahner EIS等效电路的其他电化学元件罗列如下，并加以简单介绍，这样方便大家在建立模型和进行分析时参考！

有限薄层扩散是指滞流层厚度为有限值，在等效电路中有两个参数：W 和K，W 和半无限Warburg 阻抗一样，单位为?S -1/2 ，K 表征的是相对于滞流层厚度的扩散，单位是S -1 。 d N =滞流层厚度 , D k = 扩散常数 有限厚度阻挡层扩散阻抗（也称为Warburg-T 元件），在EIS 等效电路中有两个参数：W 和K，W 和半无限Warburg 阻抗一样，单位为?S -1/2 ，K 表征的是相对于阻挡层距离的扩散，单位是S -1 。 ds =阻挡层厚度, Dk = 扩散常数 Nernst impedance Nernst 有限厚度薄层扩散阻抗 Nyquist 图的高频部分(左侧)表现出和无限扩散的Warburg 一样的特性，是一条斜线。 低频部分(右侧)表现出RC 的半圆弧特性。 Finite Diffusion 有限厚度阻挡层扩散阻抗 Nyquist 图的高频部分(左侧)表现出和无限扩散的Warburg 一样的特性，是一条斜线。 低频部分(右侧)表现出电容的特性。

交流阻抗之详解电解池等效电路和极化

交流阻抗之详解电解池等效电路和极化 1.四个基本电极过程： 电化学反应、反应物和产物扩散，溶液中离子迁移,电极界面双层的充放电。 电化学反应表现为电化学反应电阻Rr(纯电阻) Z f、Z f’分别表示两电极的交流阻抗（电化学阻抗或法拉第阻抗） a)电化学极化交流阻抗 如果电极过程由电化学步骤控制，则通过交流电时不会出现反应粒子的浓度极化，此时法拉第阻抗只包括电阻项，采用大面积电极时，电解池等效电路可表示为： 图二、只有电化学极化的电解池等效电路 即电解池的法拉第阻抗Z f就等于反应电阻Rr，在电学知识中

i. 纯电阻R 的阻抗为R ，纯电容C 的阻抗为1/j ωc= -j/ωc,纯电感L 的阻抗为j ωL;式中j 为(-1)1/2，ω为正弦波角频率ω=2πf ，f 为正弦波频率 ii. 阻抗用Z 表示，阻抗的倒数称导纳，用Y 表示，即Y=1/Z ，因此纯电阻导纳Y=1/R ，纯电容导纳为Y=j ωC,纯电感导纳为Y=1/j ωL. iii. 电阻电容电感等元件串联组合时，总阻抗为各元件阻抗的复数和,各元件并联组合时，总的导纳为各元件导纳的复数和。 因此图2的总阻抗为： Z=R L + =R L + =R L + = R L + — (1-1) 如测量中溶液电阻不能补偿，则总电路图可用一模拟电路（电解池可用一串联电路模拟） 图3.电解池串联模拟电路 由(3)可知其阻抗Z ’=R S + Cs j ω1= R S -Cs j ω (1-2) 因总阻抗相等，即Z=Z ’,所以式1-1和式1-2的实部与虚部分别相等，即 Rs=R L + 将1—3整理得 在1—5中，以 对ω 截距可求得Rr ，斜率可求得1 1/Rr+j ωCd Rr 1+ j ωCdRr Rr (1- j ωCdRr) 1+ ω2Cd 2Rr 2 Rr 1+ ω2 Cd 2 Rr 2 j ωCdRr 2 1+ ω2Cd 2Rr 2 Rr 1+ ω2Cd 2Rr 2 1 Rs —R L 1 Rs —R L

【转帖】分析电路的四大常用方法

电子电路图用来表示实际电子电路的组成、结构、元器件标称值等信息。通过电路图可以知道实际电路的情况。这样我们在分析电路时，就不必把实物翻来覆去地琢磨，而只要拿着一张图纸就可以了。在设计电路时，也可以从容地纸上或电脑上进行，确认完善后再进行实际安装，通过调试、改进，直至成功。我们更可以应用先进的计算机软件来进行电路的辅助设计，甚至进行虚拟的电路实验，大大提高工作效率。 给大家总结了四大常用的分析电路的方法，以及每种方法适合的电路类型和分析步骤。 1、时间常数分析法 时间常数分析法主要用来分析R,L,C和半导体二极管组成电路的性质，时间常数是反映储能元件上能量积累快慢的一个参数，如果时间常数不同，尽管电路的形式及接法相似，但在电路中所起的作用是不同的。常见的有耦合电路，微分电路，积分电路，钳位电路和峰值检波电路等。 2、频率特性分析法 频率特性分析法主要用来分析电路本身具有的频率是否与它所处理信号的频率相适应。分析中应简单计算一下它的中心频率，上下限频率和频带宽度等。通过这种分析可知电路的性质，如滤波，陷波，谐振，选频电路等。 3、直流等效电路分析法 在分析电路原理时，要搞清楚电路中的直流通路和交流通路。直流通路是指在没有输入信号时，各半导体三极管、集成电路的静态偏置，也就是它们的静态工作点。交流电路是指交流信号传送的途径，即交流信号的来龙去脉。

在实际电路中，交流电路与直流电路共存于同一电路中，它们既相互联系，又互相区别。 直流等效分析法，就是对被分析的电路的直流系统进行单独分析的一种方法，在进行直流等效分析时，完全不考虑电路对输入交流信号的处理功能，只考虑由电源直流电压直接引起的静态直流电流、电压以及它们之间的相互关系。 直流等效分析时，首先应绘出直流等效电路图。绘制直流等效电路图时应遵循以下原则：电容器一律按开路处理，能忽略直流电阻的电感器应视为短路，不能忽略电阻成分的电感器可等效为电阻。取降压退耦后的电压作为等效电路的供电电压;把反偏状态的半导体二极管视为开路。 4、交流等效电路分析法 交流等效电路分析法，就是把电路中的交流系统从电路分分离出来，进行单独分析的一种方法。 交流等效分析时，首先应绘出交流等效电路图。绘制交流等效电路图应遵循以下原则：把电源视为短路，把交流旁路的电容器一律看面短路把隔直耦合器一律看成短路。

寄生参数的影响和解决方案

版图设计中的寄生参数分析 深圳中兴集成电路设计有限公司金善子 1．引言 正如我们了解的，工艺层是芯片设计的重要组成部分。一层金属搭在另一层金属上面，一个晶体管靠近另一个晶体管放置，而且这些晶体管全部都是在衬底上制作的。只要在工艺制造中引入了两种不同的工艺层，就会产生相应的寄生器件，这些寄生器件广泛地分布在芯片各处，更糟糕的是我们无法摆脱它们。 寄生器件是我们非常不希望出现的，它会降低电路的速度，改变频率响应或者一些意想不到的事情发生。既然寄生是无法避免的，那么电路设计者就要充分将这些因素考虑进去，尽量留一些余量以便把寄生参数带来的影响降至最低。 2．寄生参数的种类 寄生参数主要包括了电容寄生、电阻寄生，和电感寄生。 2．1 寄生电容 图1所呈现的是在不同金属层之间以及它们与衬底之间产生的电容情况： 图(1) 无处不在的寄生电容 由上图我们可以看到寄生电容无处不在。不过需要了解的是即使寄生电容很多，但是如果你的电路设计对电容不十分敏感的时候，我们完全可以忽略它们。但当电路的设计要求芯片速度很快的时候，或者频率很高时，这些寄生的电容就显得格外重要了。一般来说，在一个模拟电路中，只要频率超过20MHz 以上，就必须对它们给予注意，否则，它有可能会毁掉你的整个芯片。 减少寄生电容可以从以下几个方面入手： (1)导线长度 如果你被告知某个区域的寄生参数要小，最直接有效的方法就是尽量减小导线长度，因为导线长度小的话，与它相互作用而产生的电容例如金属或者衬底层的电容就会相应地减小，这个道理显而易见。 (2)金属层的选择 另一种解决的办法则是你的金属层选择。起主要作用的电容通常是导线与衬底之间的电容，图2则说明了衬底电容对芯片的影响。

实验十二用三表法测量交流电路等效参数

实验十二用三表法测量交流电路等效参数 Pleasure Group Office【T985AB-B866SYT-B182C-BS682T-STT18】

实 验报告 一、实验目的 1. 学会用交流电压表、 交流电流表和功率表测量元件的交流等效参数的方法 2. 学会功率表的接法和使用 二、原理说明 1. 正弦交流激励下的元件值或阻抗值，可以用交流电压表、交流电流表及功率表，分别测量出元件两端的电压U ，流过该元件的电流I 和它所消耗的功率P ，然后通过计算得到所求的各值，这种方法称为三表法，是用以测量50Hz 交流电路参数的基本方法。 计算的基本公式为 阻抗的模 │Z │= U I 电路的功率因数 cos φ= P UI 等效电阻 R ＝P I 2 等效电抗 X=│Z │sin φ 如果被测元件是一个电感线圈，则有： X= XL=│Z │sin φ= 2πf L 如果被测元件是一个电容器，则有： X= X C =│Z │sin φ= 1 2πfc 2. 阻抗性质的判别方法： 在被测元件两端并联电容或串联电容的方法来加以判别，方法与原理如下： (1) 在被测元件两端并联一只适当容量的试验电容, 若串接在电路中电流表的读数增大，则被测阻抗为容性，电流减小则为感性。 (a) (b) 图12-1 并联电容测量法

图12-1(a)中，Z 为待测定的元件，C ’为试验电容器。(b)图是(a)的等效电路，图中G 、B 为待测阻抗Z 的电导和电纳，B'为并联电容C ’的电纳。在端电压有效值不变的条件下，按下面两种情况进行分析： ① 设B ＋B ’＝B"，若B ’增大，B"也增大，则电路中电流I 将单调地上升，故可判断B 为容性元件。 ② 设B ＋B ’＝B"，若B ’增大，而B"先减小而后再增大，电流I 也是先减小后上升，如图5-2所示，则可判断B 为感性元件。 I I 2 I g B 2B B ’ 图5-2 I-B'关系曲线 由上分析可见，当B 为容性元件时，对并联电容C ’值无特殊要求；而当B 为感性元件时，B ’<│2B │才有判定为感性的意义。B ’>│2B │时， 电流单调上升，与B 为容性时相同，并不能说明电路是感性的。因此B ’<│2B │是判断电路性质的可靠条件，由此得判定条件为 C ’= 2B ω (2) 与被测元件串联一个适当容量的试验电容，若被测阻抗的端电压下降，则判为容性，端压上升则为感性，判定条件为 1ωC ’ <│2X │ 式中X 为被测阻抗的电抗值，C ’为串联试验电容值，此关系式可自行证明。 判断待测元件的性质，除上述借助于试验电容C'测定法外还可以利用该元件电流、电压间的相位关系，若i 超前于u ，为容性；i 滞后于u ，则为感性。 三、实验设备

PCB VLab 提取寄生参数方法

1、打开EMCoS PCB VLab 2、打开ODB++文件 点File选择new，from ODB++archive(*.zip)如图： 这里随便选个例子里的模型，ODB++文件一般的电路板仿真软件都可以生成3、导入模型如下图所示

4、选择显示bottom层（因为是两层的板子，top层为地平面，这样后面容易定义端口）如下 图 5、Click Create Port button on Model and Analysis Toolbar； PCB上面直接选取两点，然后点ok即可。 再选一处（可以多个位置选择）

这样在history栏里能看到生成了两个“Port” 6、点击“check model”，Check Model button 查看没有错误，如下图 7、定义计算频率（寄生参数与频率对应的嘛），点击Task Definition button 点ok 8、点击计算

这时提示该保存了！当然最好开始建立模型后就保存！ 保存为“exp1.epcb”文件 9、开始计算了 还挺慢！笔记本上计算的，忍吧！ 10、仿真完毕

悲剧了c盘空间不够用了！！！ 怎么办？ 11、选择tools\options,定义如下把临时文件保存到d盘 12、…… 看错了，d盘空间还是不够！ 13、先做到这儿吧！（后面的计算完，自动弹出结果！） 14、小结： 用PCB VLab提取寄生参数的方法大概就是这个流程，计算完毕后自动弹出结果。 这个有什么用？ 我们现在看了大量的电磁兼容设计的书籍，都谈到在PCB布线时地和电源尽量粗、尽量短，以减少寄生参数。但是有么有一个衡量标准呢，这个答案应该是肯定的，一般通过简单的计算可以确定寄生参数的阈值，我们实际完用软件仿真一下验证PCB上的寄生参数不要超过这个值就ok了。（个人理解的，欢迎指正！） 本来以为不太复杂，结果做了两个小时，还由于硬件原因没有完成。还是希望给大家带来一些帮助，欢迎大家来交流，谢谢了！

三表法测量电路等效参数

三表法测量电路等效参数 实验目的： 1. 学会用交流电压表、 交流电流表和功率表测量元件的交流等效参数的方法。 2. 学会功率表的接法和使用。 原理说明： 1. 正弦交流信号激励下的元件值或阻抗值，可以用交流电压表、 交流电流表及功率表 分别测量出元件两端的电压U 、流过该元件的电流I 和它所消耗的功率P ，然后通过计算得 到所求的各值，这种方法称为三表法， 是用以测量50Hz 交流电路参数的基本方法。 计算的基本公式为： 阻抗的模I U Z = ， 电路的功率因数 cos φ＝UI P 等效电阻 R ＝ 2I P ＝│Z │cos φ， 等效电抗 X ＝│Z │sin φ 或 X ＝X L ＝2πfL ， X ＝Xc ＝fC π21 2. 阻抗性质的判别方法：可用在被测元件两端并联电容或将被测元件与电容串联的方法 来判别。其原理如下： （1）在被测元件两端并联一只适当容量的试验电容, 若串接在电路中电流表的读数增大， 则被测阻抗为容性，电流减小则为感性。 图1(a)中，Z 为待测定的元件，C'为试验电容器。(b)图是(a)的等效电路，图中G 、B 为 待测阻抗Z 的电导和电纳，B'为并联电容C' 的电纳。 图1 在端电压有效值不变的条件下，按下面两种情况进行分析： ① 设B ＋B'＝B"，若B'增大，B"也增大，则电路中电流I 将单调地上升，故可判断B 为 容性元件。 ② 设B ＋B'＝B"，若B'增大，而B"先减小而后再增大，电流I 也是先减小后上升，如图 15-2所示，则可判断B 为感性元件。 由以上分析可见，当B 为容性元件时，对并联电容C'值无特殊要求；而当B 为感性元件 时，B'<│2B │才有判定为感性的意义。B'>│2B │时，电流单调上升，与B 为容性时相同，

RCD钳位电路分析及参数设计word版本

4 RCD钳位电路 4.1基本原理分析 由于变压器漏感的存在，反激变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压，使得开关管承受较高的电压应力，甚至可能导致开关管损坏。因此，为确保反激变换器安全可靠工作，必须引入钳位电路吸收漏感能量。钳位电路可分为有源和无源钳位电路两类，其中无源钳位电路因不需控制和驱动电路而被广泛应用。在无源钳位电路中，RCD 钳位电路因结构简单、体积小、成本低而倍受青睐。 RCD钳位电路在吸收漏感能量的时候，同时也会吸收变压器中的一部分储能，所以RCD钳位电路参数的选择，以及能耗到底为多少，想要确定这些情况会变得比较复杂。对其做详细的分析是非常必要的，因为它关系到开关管上的尖峰电压，从而影响到开关管的选择，进而会影响到EMI，并且，RCD电路设计不当，会对效率造成影响，而过多的能量损耗又会带来温升问题，所以说RCD钳位电路可以说是很重要的部分。 图9

图10 图11

反激变换器RCD 钳位电路的能量转移过程可分成5 阶段，详细分析如下：1）t0-t1阶段。开关管T1导通，二极管D1、D2因反偏而截止，钳位电容C1通过电阻R1释放能量，电容两端电压UC下降；同时，输入电压Ui加在变压器原边电感LP两端，原边电感电流ip线性上升，其储能随着增加，直到t1时刻，开关管T1关断，ip增加到最大值。此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(a)所示。 2）t1-t2阶段。从t1时刻开始，开关管进入关断过程，流过开关管的电流id 开始减小并快速下降到零；同时，此阶段二极管D2仍未导通，而流过变压器原边的电流IP首先给漏源寄生电容Cds恒流充电(因LP很大)，UDS快速上升(寄生电容Cds较小)，变压器原边电感储存能量的很小一部份转移到Cds；直到t2时刻，UDS 上升到Ui+Uf(Uf为变压器副边向原边的反馈电压)。此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(b)所示，钳位电容C1继续通过电阻R1释放能量。 3）t2-t3阶段。t2时刻，UDS上升到Ui+Uf后，D2开始导通，变压器原边的能量耦合到副边，并开始向负载传输能量。由于变换器为稳压输出，则由变压器副边反馈到原边的电压Uf=n(Uo+UD)(Uo为输出电压，UD为二极管D2导通压降，n为变压器的变比)可等效为一个电压源。但由于变压器不可避免存在漏感，因此，变压器原边可等效为一电压源Uf和漏感Llk串联，继续向Cds充电。直到t3时刻，UDS上升到Ui+UCV(UCV的意义如图1(b)所示)，此阶段结束。此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(c)所示，钳位电容C1依然通过电阻R1释放能量。由于t1-t3阶段持续时间很短，可以认为该阶段变压器原边峰值电流IP对电容Cds恒流充电。 4）t3-t4阶段。t3时刻，UDS 上升到Ui+UCV，D1开始导通，等效的反馈电压源Uf与变压器漏感串联开始向钳位电容C1充电，因此漏源电压继续缓慢上升(由于C1的容量通常比Cds大很多)，流过回路的电流开始下降，一直到t4时刻，变压器原边漏感电流ip下降到0，二极管D1关断，开关管漏源电压上升到最大值Ui+UCP(UCP的意义如图1(b)所示)。此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(d)所示。 5）t4-t5阶段。t4时刻，二极管D1已关断，但由于开关管漏源寄生电容Cds 的电压UDS=Ui+UCP>Ui，将有一反向电压加在变压器原边两端，因此，Cds与变压器原边励磁电感Ls及其漏感Llk开始谐振，其能量转移等效电路如图2(e)所示。谐振期间，开关管的漏源电压UDS逐渐下降，储存于Cds中的能量的一部份将转移到副边，另一部分能量返回输入电源，直到t5时刻谐振结束时，漏源电压UDS稳定在Ui+Uf。由于此阶段二极管D1关断，钳位电容C1通过电阻R1放电，其电压UC 将下降。结合图1和图2进行分析可知：如果反馈电压大于钳位电容电压，则在整个开关关断期间，回馈电压一直在向RCD钳位电路提供能量，而该能量最终将被

集总参数-分布参数.

什么是集总参数和分布参数 组成电路模型的元件，都是能反映实际电路中元件主要物理特征的理想元件，由于电路中实际元件在工作过程中和电磁现象有关，因此有三种最基本的理想电路元件：表示消耗电能的理想电阻元件R；表示贮存电场能的理想电容元件C；表示贮存磁场能的理想电感元件L，当实际电路的尺寸远小于电路工作时电磁波的波长时，可以把元件的作用集总在一起，用一个或有限个R、L、C元件来加以描述，这样的电路参数叫做集总参数。而集总参数元件则是每一个具有两个端钮的元件，从一个端钮流入的电流等于从另一个端钮流出的电流；端钮间的电压为单值量。 参数的分布性指电路中同一瞬间相邻两点的电位和电流都不相同。这说明分布参数电路中的电压和电流除了是时间的函数外，还是空间坐标的函数。 一个电路应该作为集总参数电路，还是作为分布参数电路，或者说，要不要考虑参数的分布性，取决于其本身的线性尺寸与表征其内部电磁过程的电压、电流的波长之间的关系。若用l表示电路本身的最大线性尺寸，用λ表示电压或电流的波长，则当不等式λ>>l 成立，电路便可视为集总参数电路，否则便需作为分布参数电路处理。电力系统中，远距离的高压电力传输线即是典型的分布参数电路，因5 0赫芝的电流、电压其波长虽为6000 千米，但线路长度达几百甚

至几千千米，已可与波长相比。通信系统中发射天线等的实际尺寸虽不太长，但发射信号频率高、波长短，也应作分布参数电路处理。研究分布参数电路时，常以具有两条平行导线、而且参数沿线均匀分布的传输线为对象。这种传输线称为均匀传输线（或均匀长线）。作这样的选择是因为实际应用的传输线可以等效转换成具有两条平行导线形式的传输线，而且这种均匀的传输线容易分析。 传输线是传送能量或信号的各种传输线的总称。其中包括电力传输线、电信传输线、天线等。传输线又称长线。由于它具有在空间某个方向上其长度已可与其内部电压、电流的波长相比拟，而必须考虑参数分布性的特征，所以是典型的分布参数电路。在电路理论中讨论传输线时以均匀传输线作为对象。均匀传输线是指参数沿线均匀分布的二线传输线,其基本参数,或称原参数是R0、L0、C0和G0。其中R 0 代表单位长度线（包括来线与回线）的电阻；L0代表单位长度来线与回线形成的电感；C0和G0分别代表单位长度来线与回线间的电容和漏电导。这些参数是由导线所用的材料、截面的几何形状与尺寸、导线间的距离，以及导线周围介质决定的。在高频和低频高电压下它们都有近似的计算公式。

MOS管寄生参数的影响和其驱动电路要点

Mos管G极寄生震荡： G极必须有驱动电阻才行，否则会有很大的震荡，造成上下桥臂直通。 MOS管用的很广，很想掌握其用法。但一直未找到理想的资料。 看了不少电路，即使是IC驱动的MOS管，其栅极至少串接了一只电阻(虽然IC的资料中说可直接驱动MOS).即便是同一型号的MOS，在同一种电路中，不同的设计者选用的电阻也不同。甚至还有在栅极对地之间加一只电阻。 那么我想说的是：1.既然IC可以直接驱动MOS，IC到MOS之间为什么还要串一电阻呢？该电阻如何确定？ 2.栅极对地之间加一电阻有什么作用？如何确定？ 希望了解这方面的朋友不吝赐教！ A:栅极回路中串联一只电阻通常用来防止可能出现的高频自激振荡 栅极与地之间接一只阻值较大的电阻是栅偏压电阻。 B:彻底明白需要懂得史密斯圆图 １，防止自激不是说在栅极回路串一个就行的，因为它仅是输入电路满足不自激条件 ２，在栅极串联或并联一个使输入满足，同时还要在输出串或并联一个电阻，所以输入任意一种加上输出任意一种就可满足条件，这样就有四种组合一共 具体确定方法在史密司圆图上定．再具体的你看射频电路设计原理 MOS管寄生参数的影响和其驱动电路要点 我们在应用MOS管和设计MOS管驱动的时候，有很多寄生参数，其中最影响MOS管开关性能的是源边感抗。寄生的源边感抗主要有两种来源，第一个就是晶圆DIE和封装之间的Bonding线的感抗，另外一个就是源边引脚到地的PCB走线的感抗（地是作为驱动电路的旁路电容和电源网络滤波网的返回路径）。在某些情况下，加入测量电流的小电阻也可能产生额外的感抗。 我们分析一下源边感抗带来的影响： 1.使得MOS管的开启延迟和关断延迟增加 由于存在源边电感，在开启和关段初期，电流的变化被拽了，使得充电和放电的时间变长了。同时源感抗和等效输入电容之间会发生谐振（这个谐振是由于驱动电压的快速变压形成的，也是我们在G端看到震荡尖峰的原因），我们加入的门电阻Rg和内部的栅极电阻Rm都会抑制这个震荡（震荡的Q值非常高）。 我们需要加入的优化电阻的值可以通过上述的公式选取，如果电阻过大则会引起G端电压的过冲（优点是加快了开启的过程），电阻过小则会使得开启过程变得很慢，加大了开启的时间（虽然G端电压会被抑制）。 园感抗另外一个影响是阻碍Id的变化，当开启的时候，初始时di/dt偏大，因此在原感抗上产生了较大压降，从而使得源点点位抬高，使得Vg电压大部分加在电感上面，因此使得G 点的电压变化减小，进而形成了一种平衡（负反馈系统）。 另外一个重要的寄生参数是漏极的感抗，主要是有内部的封装电感以及连接的电感所组成。在开启状态的时候Ld起到了很好的作用（Subber吸收的作用），开启的时候由于Ld的作

PCB过孔概念、寄生参数介绍

PCB过孔概念、寄生参数介绍 https://www.wendangku.net/doc/e52557302.html, 2003-11-18 上海泰齐科技网 一、过孔的概念 过孔（via）是多层PCB的重要组成部分之一，钻孔的费用通常占PCB制板费用的30%到40%。简单的说来，PCB上的每一个孔都可以称之为过孔。从作用上看，过孔可以分成两类：1、用作各层间的电气连接。2、用作器件的固定或定位。如果从工艺制程上来说，这些过孔一般又分为三类，即盲孔(blind via)、埋孔(buried via)和通孔(through via)。盲孔位于印刷线路板的顶层和底层表面，具有一定深度，用于表层线路和下面的内层线路的连接，孔的深度通常不超过一定的比率(孔径)。埋孔是指位于印刷线路板内层的连接孔，它不会延伸到线路板的表面。上述两类孔都位于线路板的内层，层压前利用通孔成型工艺完成，在过孔形成过程中可能还会重叠做好几个内层。第三种称为通孔，这种孔穿过整个线路板，可用于实现内部互连或作为元件的安装定位孔。由于通孔在工艺上更易于实现，成本较低，所以绝大部分印刷电路板均使用它，而不用另外两种过孔。以下所说的过孔，没有特殊说明的，均作为通孔考虑。 从设计的角度来看，一个过孔主要由两个部分组成，一是中间的钻孔（drill hole）,二是钻孔周围的焊盘区，见下图。这两部分的尺寸大小决定了过孔的大小。很显然，在高速,高密度的PCB设计时，设计者总是希望过孔越小越好，这样板上可以留有更多的布线空间，此外，过孔越小，其自身的寄生电容也越小，更适合用于高速电路。但孔尺寸的减小同时带来了成本的增加，而且过孔的尺寸不可能无限制的减小，它受到钻孔(drill)和电镀（plating）等工艺技术的限制：孔越小，钻孔需花费的时间越长，也越容易偏离中心位置；且当孔的深度超过钻孔直径的6倍时，就无法保证孔壁能均匀镀铜。比如，现在正常的一块6层PCB板的厚度（通孔深度）为50Mil左右，所以PCB厂家能提供的钻孔直径最小只能达到8Mil。 二、过孔的寄生电容 过孔本身存在着对地的寄生电容，如果已知过孔在铺地层上的隔离孔直径为D2,过孔焊盘的直径为 D1,PCB板的厚度为T,板基材介电常数为ε,则过孔的寄生电容大小近似于： C=1.41εTD1/(D2-D1) 过孔的寄生电容会给电路造成的主要影响是延长了信号的上升时间，降低了电路的速度。举例来说，对于一块厚度为50Mil的PCB板，如果使用内径为10Mil，焊盘直径为20Mil的过孔，焊盘与地铺铜区的距离为32Mil,则我们可以通过上面的公式近似算出过孔的寄生电容大致是： C=1.41x4.4x0.050x0.020/(0.032-0.020)=0.517pF，这部分电容引起的上升时间变化量为： T10-90=2.2C(Z0/2)=2.2x0.517x(55/2)=31.28ps 。从这些数值可以看出，尽管单个过孔的寄生电容引起的上升延变缓的效用不是很明显，但是如果走线中多次使用过孔进行层间的切换，设计者还是要慎重考虑的。 三、过孔的寄生电感 同样，过孔存在寄生电容的同时也存在着寄生电感，在高速数字电路的设计中，过孔的寄生电感带来的危害往往大于寄生电容的影响。它的寄生串联电感会削弱旁路电容的贡献，减弱整个电源系统的滤波效用。我们可以用下面的公式来简单地计算一个过孔近似的寄生电感： L=5.08h[ln(4h/d)+1] 其中L指过孔的电感，h是过孔的长度，d是中心钻孔的直径。从式中可以看出，过孔的直径对电感的影

实验十二__用三表法测量交流电路等效参数

实验报告 一、实验目的 1. 学会用交流电压表、交流电流表和功率表测量元件的交流等效参数的方法 2. 学会功率表的接法和使用 二、原理说明 1. 正弦交流激励下的元件值或阻抗值，可以用交流电压表、交流电流表及功率表，分别测量出元件两端的电压U，流过该元件的电流I和它所消耗的功率P，然后通过计算得到所求的各值，这种方法称为三表法，是用以测量50Hz交流电路参数的基本方法。 计算的基本公式为 阻抗的模 │Z│= 电路的功率因数 cosφ= 等效电阻 R＝ 等效电抗X=│Z│sinφ 如果被测元件是一个电感线圈，则有： X= XL=│Z│sinφ= 2 f L 如果被测元件是一个电容器，则有： X= X C=│Z│sinφ= 2. 阻抗性质的判别方法： 在被测元件两端并联电容或串联电容的方法来加以判别，方法与原理如下： (1) 在被测元件两端并联一只适当容量的试验电容, 若串接在电路中电流表的读数增大，则被测阻抗为容性，电流减小则为感性。 (a) (b)

图12-1 并联电容测量法 图12-1(a)中，Z为待测定的元件，C’为试验电容器。(b)图是(a)的等效电路，图中G、B为待测阻抗Z的电导和电纳，B'为并联电容C’的电纳。在端电压有效值不变的条件下，按下面两种情况进行分析： ①设B＋B’＝B"，若B’增大，B"也增大，则电路中电流I 将单调地上升，故可判断B 为容性元件。 ②设B＋B’＝B"，若B’增大，而B"先减小而后再增大，电流I 也是先减小后上升，如 图5-2所示，则可判断B为感性元件。 I I2 I g B 2B B’ 图5-2 I-B'关系曲线 由上分析可见，当B为容性元件时，对并联电容C’值无特殊要求；而当B为感性元件时，B’<│2B│才有判定为感性的意义。B’>│2B│时，电流单调上升，与B 为容性时相同，并不能说明电路是感性的。因此B’<│2B│是判断电路性质的可靠条件，由此得判定条件为C’= (2) 与被测元件串联一个适当容量的试验电容，若被测阻抗的端电压下降，则判为容性，端压上升则为感性，判定条件为 <│2X│ 式中X为被测阻抗的电抗值，C’为串联试验电容值，此关系式可自行证明。 判断待测元件的性质，除上述借助于试验电容C'测定法外还可以利用该元件电流、电压间

什么是集总参数和分布参数

什么是集总参数和分布参数 什么是集总参数和分布参数 组成电路模型的元件，都是能反映实际电路中元件主要物理特征的理想元件，由于电路中实际元件在工作过程中和电磁现象有关，因此有三种最基本的理想电路元件：表示消耗电能的理想电阻元件R；表示贮存电场能的理想电容元件C；表示贮存磁场能的理想电感元件L，当实际电路的尺寸远小于电路工作时电磁波的波长时，可以把元件的作用集总在一起，用一个或有限个R、L、C元件来加以描述，这样的电路参数叫做集总参数。而集总参数元件则是每一个具有两个端钮的元件，从一个端钮流入的电流等于从另一个端钮流出的电流；端钮间的电压为单值量。 参数的分布性指电路中同一瞬间相邻两点的电位和电流都不相同。这说明分布参数电路中的电压和电流除了是时间的函数外，还是空间坐标的函数。 一个电路应该作为集总参数电路，还是作为分布参数电路，或者说，要不要考虑参数的分布性，取决于其本身的线性尺寸与表征其内部电磁过程的电压、电流的波长之间的关系。若用l表示电路本身的最大线性尺寸，用λ表示电压或电流的波长，则当不等式λ>>l 成立，电路便可视为集总参数电路，否则便需作为分布参数电路处理。电力系统中，远距离的高压电力传输线即是典型的分布参数电路，因50赫芝的电流、电压其波长虽为6000 千米，但线路长度达几百甚至几千千米，已可与波长相比。通信系统中发射天线等的实际尺寸虽不太长，但发射信号频率高、波长短，也应作分布参数电路处理。 研究分布参数电路时，常以具有两条平行导线、而且参数沿线均匀分布的传输线为对象。这种传输线称为均匀传输线（或均匀长线）。作这样的选择是因为实际应用的传输线可以等效转换成具有两条平行导线形式的传输线，而且这种均匀的传输线容易分析。 传输线是传送能量或信号的各种传输线的总称。其中包括电力传输线、电信传输线、天线等。传输线又称长线。由于它具有在空间某个方向上其长度已可与其内部电压、电流的波长相比拟，而必须考虑参数分布性的特征，所以是典型的分布参数电路。在电路理论中讨论传输线时以均匀传输线作为对象。均匀传输线是指参数沿线均匀分布的二线传输线,其基本参数,或称原参数是R0、L0、C0和G0。其中R0 代表单位长度线（包括来线与回线）的电阻；L0代表单位长度来线与回线形成的电感；C0和G0分别代表单位长度来线与回线间的电容和漏电导。这些参数是由导线所用的材料、截面的几何形状与尺寸、导线间的距离，以及导线周围介质决定的。在高频和低频高电压下它们都有近似的计算公式。

使用 Calibre 实现RFCMOS 电路的寄生参量提取

使用Calibre xRC实现RFCMOS电路的寄生参量提取 及后仿真 中国科学院微电子研究所郭慧民 [摘要] Calibre xRC是Mentor Graphics公司用于寄生参量提取的工具，其强大的功能和良好的易用性使其得到业界的广泛认可。本文以采用RFCMOS工艺实现的LNA为例，介绍使用Calibre xRC对RFCMOS电路寄生参量提取，以Calibreview 形式输出以及在Virtuoso的ADE中直接后仿真的流程。本文还将讨论Calibre xRC特有的XCELL方式对包含RF器件的电路仿真结果的影响。 采用Calibre xRC提取寄生参量 采用RFCMOS工艺设计低噪声放大器(LNA)，其电路图如图1所示，版图如图2所示。 图1 LNA的电路图

图2 LNA的版图 Calibre支持将其快捷方式嵌入在Virtuoso平台中。用户只需在自己.cdsinit文件中加入以下一行语句： load( strcat( getShellEnvVar("MGC_HOME") "/lib/calibre.skl" )) 就可以在virtuoso的菜单中出现“calibre”一项，包含如下菜单： 点击Run PEX，启动Calibre xRC的GUI，如图3所示。Outputs菜单中的Extraction Type里，第一项通常选择Transistor Level或Gate Level，分别代表晶体管级提取和门级提取。第二项可以选择R+C+CC，R+C，R，C+CC，其中R 代表寄生电阻，C代表本征寄生电容，CC代表耦合电容。第三项可以选择No Inductance，L或L+M，分别代表不提取电感，只提取自感和提取自感与互感。这些设置由电路图的规模和提取的精度而定。 在Format一栏中，可以选择SPECTRE，ELDO，HSPICE等网表形式，也可以