BUCK BOOST ZCS ZVS PWM

电力电子电路仿真课程设计报告

设计课题： BUCK ZCS PWM 主电路设计与仿真

专业班级： 学生姓名： 07级应用电子（1）班 指导教师： 薛金龙 设计时间： 魏艳君

2010.12.20-2010.12.31 电气工程学院

在计算机、消费产品等多电源供电的系统中,BUCK 型DC/DC变换器有着很普遍的应用。它的输出电压等于或小于输入电压,并且是一种单管非隔离直流变换器。开关管、二极管、输出滤波电容和输出滤波电感构成了它的主电路。BUCK变换器实现零电流开通的方法很多,但目前使用较为广泛的为ZCS-PWM技术。本文首先分析了典型BUCK主电路，用Pspice软件进行仿真，分析各个器件的波形和功耗，然后用引入一典型的ZCS-PWM 变换器, 并对新型变换器进行了仿真验证。结果显示,改进的变换器较典型的变换器有更高的工作效率。

关键词：Pspice软件仿真BUCK变换器

ZCS-PWM技术

第一章 Buck变换器原理与参数设计 - - - - - - - - - - - 1

1.1 buck主电路工作原理 - - - - - - - - - - - - -1

1.2工作过程分析- - - - - - - - - - - - - - - - - 1

1.3 Buck变换器参数设计 - - - - - - - - - - - - -2

1.3.1 Buck变换器性能指标- - - - - - - - - - -2

1.3.2 Buck变换器主电路设计- - - - - - - - - - 3

第二章 Buck变换器仿真- - - - - - - - - - - - - - -5

2.1 Buck变换器仿真参数及指标 - - - - - - - - - -5

2.2 Buck变换器仿真电路图 - - - - - - - - - - - -6 2.3 Buck变换器开环仿真结果及分析 - - - - - - - -6 第三章软开关的设计与仿真-- - - - - - - - - - - -18

3.1 ZCS-BUCK PWM电路原理 - - - - - - - - - - - -18

3.2零电流开关仿真波形 - - - - - - - - - - - - - -19总结- - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - 23参考文献 - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -23

第一章 Buck 变换器原理与参数设计

1.1 buck 主电路工作原理

BUCK 变换器又称降压变换器或串联开关变换器，其电路组成如图1.1所示，它由一个电子开关M1，二极管D1，电感L1，电容C1和一个负载电阻R1构成。如果让开关M1周期性导通、关断，对输入电压V1进行斩波，在二极管两端可以得到一连串方波电压Vd(如图2.1)。经过串联电感电路的滤波，在输出端就可以得到平稳的直流输出电压Vr （如图2.1）了。控制开关M1开通和断开的比例，就可以对输出电压进行控制。它是一种对输入电压进行降压变换的直流斩波器，即输出电压低于输入电压。

(3)输出电压中纹波电压与输出电压比值小到允许忽略。

图1.1 Buck 变换器典型电路

1.2工作过程分析

当主开关M1导通，如图1.2所示，im=L i 流过电感线圈L ，电流线性增加在负载R 上流过电流Io ，两端输出电压Vr ，极性上正下负。当im >i 。时，电容在充电状态。这时二极管D 承受反向电压而截止。经时间D1Ts 后，如图1.3所示主开关M1截止，由于电感L 中的磁场将改变L 两端的电压极性，以保持其电流L i 不变。负载两端电压仍是上正下负。在L i

其工作图如下图11.2和图11.3所示。

图1.2 M1导通图1.3 M1关断

在一般的电路中是期望BUCK电路工作在连续导通模式下的，在一个完整的开关周期中，BUCK变换器的工作分为两段，其工作波形图为:

图1.4 BUCK在连续模式下的工作波形图

1.3 Buck变换器参数设计

1.3.1 Buck变换器性能指标

●输入电压：Vin=48VDC

●输出电压：V out=24VDC；

● 输出功率PW=96W

● 开关频率：fs=100KHz 。 ● 输出电压纹波小于1％

1.3.2 Buck 变换器主电路设计

1 占空比D

根据Buck 变换器的性能指标要求及Buck 变换器输入输出电压之间的关系求出占空比为：

.50V

48V

24U U D iN o ===

2 滤波电感Lf

通过分析可知电感电流的脉动分量就是滤波电容的充、放电电流。因此，电感

电流的波动越小，则滤波电容的充、放电电流也越小，输出电压的纹波也就越小。为了方便选取滤波电感的数值，我们用δ来描述电感电流相对波动情况：

L

L 2I I ?=

δ

δ在0-1的范围内取值。δ=1对应电感电流的临界点。δ越小说明电感电流的

波动越小，输出的纹波电压也自然小。这样利用上式可以得出具有指定的电感电流脉动程度下的输入电感的计算公式：

S

f 2)1(L δD R ?=

根据上式计算如下：

（1）临界电感：

参数取值：R=6, D=0.5,

δ=1, fs=100KHZ

uH

D R 151000

10012)

5.01(6f 2)1(L S

=×××?=

?=

δ

（2）连续电感（电感波动度δ取0.2）：

参数取值：R=6, D=0.5, δ=0.2, fs=100KHZ

uH

D R 751000

1002.02)

5.01(6f 2)1(L S

=×××?=

?=

δ

（3）电感电流断续时电感：

因临界电感为15uH ，在这里，为了仿真现象明显取电感电流断续时电感为8uH 。

3 滤波电容Cf

（1） 滤波电容量Cf 计算

在开关变换器中，滤波电容通常是根据输出电压的纹波要求来选取。该Buck 变换器的输出电压纹波小于1％

若设0i o

=?，即全部的电感电流变化量等于电容电流的变化量，电容在

2/T 2/)T (T off on =+时间间隔内充放电，电容充电的平均电流：

)D 1(L 4T

U 4i 4i I f

o L c c ?=

?=?=

? （式2-8） 电容峰峰值纹波电压为：

)D 1(f C 8L U dt I C 1

U 2

s f f o

2

/T 0

c f

c ?=

?=

?∫

（式2-9）

因此，得：

c

2s f o f U f L 8)

D 1(U C ??=

（式2-10）

取mv 240V U )p -p (out c ==?，D=0.5时，即：

F 3.8mv 240KHz 100H 758)

5.01(V 24C 2

f μμ=×××?×=

）

（ （式2-11） 取Cf=10uF 。

（2）滤波电容的耐压值

输出滤波电容的耐压值决定于输出电压的最大值，一般比输出电压的最大值高一些，但不必高太多，以降低成本。由于最大输出电压为24V ，则电容的耐压值为24V 。

（3）滤波电容的选取

由输出滤波电容的电容量Cf=8.3uF ，耐压值为24V ，留有一定的裕量，则选取10uF/50V 电容。

4 开关管M 的选取

该电路的输入电压是48V ，则开关管耐压值为48V ，电流的最大值为

A 4.42/%20A 4A 42/i I I o Qp =×+=?+=）

（，其开关频率为KHz 100f =，因此选用的IRFP140，其额定值为A 6/V 150。 5 续流二极管D 的选取

续流二极管所承受的最大反向电压为Vin=48V ；在A 4I =o 时，二极管电流的有效值为A 428.2.501A 4D 1I I o D =?×=?=；续流二极管的工作频率为f=100KHz 。考虑一定的裕量，选用快恢复二极管MBR12060CT,其电压和电流额定值为：120V/6A 。

第二章 Buck 变换器仿真

2.1 Buck 变换器仿真参数及指标

为了验证开环工作原理及正确性，采用Pspice 软件对电路做了仿真分析。仿真所用的参数为：

● 输入直流电压：Vin=48V ； ● 输出直流电压：Vo=24V ； ● 开关频率：fs=100KHz ；

● 输出滤波电感（电感电流波动系数δ=0.2）：Lf=75uH ； ● 输出滤波电容：Cf=10uF ； ● 开关管：IRFP140 ● 续流二极管：MBR12060CT

2.2 Buck变换器仿真电路图

图2.1 Buck变换器仿真电路图2.3 Buck变换器开环仿真结果及分析

电感电流连续时各处波形：

图2.2开关管M1两端电压波形

图2.3开关管M1电流波形

图2.4滤波电感电流波形

图2.5续流二极管电流波形

图2.6续流二极管电压波形

说明：以上波形在时间上具有对应性，当开关管M1导通时，其两端电压为零，其上电流与滤波电感电流相等，均为滤波电感的充电电流呈逐渐上升趋势。此时续流二极管因承受反向电压而截至，其上电流为零。当开关管关断时，滤波电感经续流二极管续流，所以该阶段电感电流与二级管电流相同。因二级管的道通，开关管此阶段承受所有电源电压。在该电路中，滤波电感取值较大，其上电流波动δ：

2

.01000

100752)

5.01(6f 2)1(S

=×××?=

?=

L D R δ

电感电流临界波形

由上一章中参数的计算可知，当电感取临界电感15uH时，电感电流波动度δ=1。即电感电流出现过零点。以下为滤波电感为15uH时的各处波形

图2.7开关管M1两端电压波形

图2.8开关管M1电流波形

图2.9滤波电感电流波形

图2.10续流二极管电流波形

图2.11续流二极管电压波形

说明：以上波形在时间上具有对应性，当开关管M1导通时，其两端电压为零，其上电流与滤波电感电流相等，均为滤波电感的充电电流呈逐渐上升趋势。此时续流二极管因承受反向电压而截至，其上电流为零。当开关管关断时，滤波电感经续流二极管续流，所以该阶段电感电流与二级管电流相同呈下降趋势。因二级管的道通，开关管此阶段承受所有电源电压。在该电路中，滤波电感取值较小，其上电流波动δ：

1

1000

100152)

5.01(6f 2)1(S

=×××?=

?=

L D R δ

所以电感电流波动较大出现了临界过零点，此时开关管的电流在每个导通时间段内都是由零开始上升直到开关管截止。二极管的续流电流在每个续流阶段均有最大值刚好下降到零。可见，这确实是一种临界状态，若电感在稍大些那么δ将减小，电感电流就不会下降到零，而如果电感值再小些，则在二极管续流阶段将出现断流。下面我们可以看一下断流时各处电压电流波形情况。

电感电流断续波形

由前一章的参数计算我们知道，当滤波电感小于15uH时滤波电流出现断续情况。为了使现象明显，在这里我们取L=8uH进行仿真。各处波形如下：

图2.12开关管M1两端电压波形

图2.13开关管M1电流波形

图2.14滤波电感电流波形

图2.15续流二极管电流波形

图2.16续流二极管电压波形

说明：以上波形在时间上具有对应性，当开关管M1导通时，其两端电压为零，其上电流与滤波电感电流相等，均为滤波电感的充电电流呈逐渐上升趋势。此时续流二极管因承受反向电压而截至，其上电流为零。当开关管关断时，滤波电感经续流二极管续流，所以该阶段电感电流与二级管电流相同呈下降趋势。因二级管的道通，开关管此阶段承受所有电源电压。

在电感电流断续状态下，开关管导通时，各处波形与连续状态没什么变化。但在开关管挂断时，电感电流下降为零直到开关管的再次导通。并且由于续流二极管中寄生电容的存在，将与滤波电感发生谐振，在二极管两端形成震荡的电压。又因为此时开关管两端电压为电源电压与二极管两端电压之和，所以开关管上出现震荡电压。

输出电压波动与电感电容的关系

当滤波电感滤波电容取值较大时（L=100uH,C=100uF）输出电压波形如图2.17

图2.17滤波电感滤波电容取值较大时输出电压波形

当滤波电感滤波电容取值较小时(L=20uH,C=10uF)输出电压波形如图2.18

图2.17滤波电感滤波电容取值较小时输出电压波形

在上面两幅波形图中，其电压轴分度相同，可见两个电压的波动度有巨大差别。滤波电感和滤波电容较大时电路输出电压更平稳。我们可以用下式解释这种想象：

2

s f 8)1(LC V D O O

V

?=

?

由上式可见，当滤波电感电容的值较大时，O V ?将减小。所以当电感电容较大时，输出纹波变小。并且由上式可知，当滤波电感电容无穷大时，输出电压波动量为零即输出为恒电压。

输出电压波动与开关频率的关系

滤波电感电容值不变，开关频率较大时（fs=400KHZ ）输出电压波形如下图：

图2.18开关频率较大时输出电压波形

滤波电感电容值不变，开关频率较小时(fs=50KHZ)输出电压波形如下图：

图2.19开关频率较小时输出电压波形

分析上面两幅波形图，其电压轴分度相同，可见两个电压的波动度有巨大差别。开关频率较大时电路输出电压更平稳。我们可以用下式解释这种想象：

2

s f 8)1(LC V D O O

V

?=

?

由上式可见，开关频率较大时，O V ?将减小，且和fs 的平方成反比。所以开关频率较大时，输出纹波变小。并且由上式可知，当开关频率无穷大时，输出电压波动量为零即输出为恒电压。

频率不同时，输出电压波动与滤波器件的关系

开关频率fs=100KHZ ，滤波电感L=20uH ，滤波电容C=10uH 时，输出电压波形：

图2.20开关频率较小滤波器件较小时输出电压波形

开关频率fs=100KHZ，滤波电感L=80uH，滤波电容C=40uH时，输出电压波形：

图2.21开关频率较小滤波器件较大时输出电压波形开关频率fs=400KHZ，滤波电感L=20uH，滤波电容C=10uH时，输出电压波形：

图2.22开关频率较大滤波器件较小时输出电压波形开关频率fs=400KHZ，滤波电感L=80uH，滤波电容C=40uH时，输出电压波形：

图2.23开关频率较大滤波器件较大时输出电压波形

对比前两幅图或后两幅图可发现，在开关频率不变的情况下，滤波器件值越大，输出电压波动越小。对比图2.20和图2.22获图2.21和图2.23可发现，在滤波器件值不变时，开关频率越大输出电压波动越小。我们可以用下式解释这种想象：

电力电子电路仿真课程设计说明书

2

s f 8)1(LC V D O O

V

?=

?

在开关频率不变的情况下，滤波器件值越大，LC 的乘积越大，输出电压波动与LC 成反比，所以输出电压波动越小。并且由于电感的增大，是输出电压略有增加。

在滤波器件值不变时，开关频率越大，fs 的平方越大，输出电压波动越小。

由上面的结论可见，在输出电压波动情况相同的情况下，通过增加开关频率可以降低对滤波器件的要求。滤波器件的值一般与其体积正相关，这样通过增加开关频率就可减小开关电源中滤波器件的体积进而减小开关电源的体积，增加其应用范围。

电路各部分损耗分析

图2.24负载电阻功耗

说明：电阻功率Pr=Vr*Ir 。在仿真电路中，负载电阻为恒值，输出电压为恒值，电流为恒指。所以输出功率为恒值。

图2.25滤波电容功耗

说明：在电路刚上电时，电容充电，其功率一直为正值。在电路稳定后，电容充电电能与放电能量在每个周期都得平衡。就如图所示，在一个周期中，正负方向功耗相抵。前半周期中电容电流由放电到充电，后半周期由充电变为放电。

图2.26滤波电感功耗

说明：电感在每周期的前半周期充电，其功率为正；在后半周期，开关管关断，电感放电，其功率为负。但整个周期中充电能量与放电能量相同。

图2.27续流二极管电压电流及功耗

说明：在开关开通期间，二极管承受反向电压，二极管截止，其电流为零。故功耗

为零。在开通过程中，电压下降，电流上升，功耗不再为零。出现功耗过冲。在二级管完全导通后，其电压近似为零，电流为负载电流，故功耗维持一较小值。在二极管关断过程中，二极管两端电压上升，电流下降并存在反向恢复电流，所以出现如图所示的功耗过冲。

图2.28开关管电压电流及功耗

说明：开关管开通期间，其上电压基本为零，电流为滤波电感电流，所以功耗基本为零。在开关管关断过程中，电流下降，电压上升，电压与电流重叠，出现功耗脉冲。在开关管关断期间，其上电流为零，电压为输入电压，其功耗为零。在开关管开通过程中，电流从零开始上升，电压值下降。电流与电压出现过冲，产生功耗过冲。通过上面的分析可知，开关管开通与关断过程都产生功耗过冲。究其原因，功耗是由嗲亚于电流重叠造成的。若在开通和关断过程中能维持电流为零，即实现零电流开通和关断即可消除功耗过冲现象。

Buck-Boost电路建模及分析

题目：Buck-Boost电路建模及分析 摘要：作为研究开关电源的基础，DC-DC开关变换器的建模分析对优化开关电源的性能和提高设计效率具有重要意义。而Buck-Boost电路作为DC-DC开关变换器的其中一种电路拓扑形式，因其输出电压极性与输入电压相反，而幅度既可比输入电压高，也可比输入电压低，且电路结构简单而流行。 为了达到全面而深入的研究效果，本文对Buck-Boost电路进行了稳态分析和小信号分 析。稳态分析中，首先介绍了电路工作原理，得出了两种工作模式下的电压转换关系式， 并同时可知基于占空比怎样计算其输出电压以及最小最大电感电流和输出纹波电压计算公 式；接着推导了状态空间模型，以在MATLAB中进行仿真；而最后仿真得到的电感电流、输 出电压的变化规律符合理论分析。小信号分析中，首先推导了输出与输入间的传递函数表 达式，以了解低频交流小信号分量在电路中的传递过程；接着分析其零极点，且仿真绘制 波特图进行了验证。 经过推导与研究，稳态分析和小信号分析下仿真得到的变化规律均与理论上的推导一 致。 关键词：Buck-Boost；稳态分析；小信号分析；MATLAB仿真

1.概论 现代开关电源有两种：直流开关电源、交流开关电源。本课题主要介绍直流开关电源，其功能是将电能质量较差的原生态电源，如市电电源或蓄电池电源，转换为满足设备要求的质量较高的直流电源，即将“粗电”转换为“精电”。直流开关电源的核心是DC-DC变换器。 作为研究开关电源的基础，DC-DC开关变换器的建模分析对开关电源的分析和设计具有重要意义。DC-DC开关变换器最常见的三种电路拓扑形式为：降压(Buck)、升压(Boost)和降压-升压(Buck-Boost) [1]，如图1-1所示。其中Buck-Boost变换器因其输出电压极性与输入电压相反，而幅度既可比输入电压高，也可比输入电压低，且电路结构简单而流行。 (a) Buck型电路结构 (b) Boost型电路结构 (c) Buck-Boost型电路结构 图1-1 DC-DC变换器的三种电路结构 本课题针对Buck-Boost变换器的建模分析进行深入研究，以优化开关电源的性能和提高设计效率。

Buck-Boost变换器的设计与仿真

1 概述 直流-直流变流电路的功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，包括直接直流变流电路和间接直流变流电路。其中，直接直流变流电路又叫斩波电路，它包括降压斩波电路（Buck Chopper）、升压斩波电路（Boost Chopper)、升降压斩波电路（Buck/Boost）、Cuk斩波电路、Sepic斩波电路和Zeta斩波电路共六种基本斩波电路。Buck/Boost升降压斩波电路同时具有Buck斩波电路和Boost斩波电路的特点，能对直流电直接进行降压或者升压变换，应用广泛。本文将对Buck/Boost升降压斩波电路进行详细的分析。

V E U L C U O V i 1 i 2i L R VD L V E U L C U O V i 1 i 2 i L R VD L V E U L C U O V i 1 i 2 i L R VD L 2 主电路拓扑和控制方式 2.1 Buck/Boost 主电路的构成 Buck/Boost 变换器的主电路与Buck 或Boost 变换器所用元器件相同，也由开关管、二极管、电感、电容等构成，如图1所示。与Buck 和Boost 不同的是电感L 在中间，不在输出端也不在输入端，且输出电压极性与输入电压极性相反。开关管也采用PWM 控制方式。Buck/Boost 变换器也由电感电流连续和断续两种工作方式，但在实际应用中，往往要求电流不断续，即电流连续，当电路中电感值足够大时，就能使得电路工作在电流连续的状态下。因此为了分析方便，现假设电感足够大，则在一个周期内电流连续。 图2-1 Buck/Boost 主电路结构图 电流连续时有两个开关模态，即V 导通时的模态1，等效电路见图2（a ）；V 关断时的模态2，等效电路见图2（b ）。 （a ）V 导通 （b ）V 关断，VD 续流 图2-2 Buck/Boost 不同模态等效电路

正激变换器及其控制电路的设计及仿真

正激变换器及其控制电路的设计及仿真 电气工程 张朋 13S053081

设计要求： 1、输入电压：100V（±20％）； 2、输出电压：12V； 3、输出电流：1A； 4、电压纹波：＜70mV（峰峰值）； 5、效率：η＞78％； 6、负载调整率：1％； 7、满载到半载,十分之一载到半载纹波＜200mV。 第一章绪论 1.课题研究意义： 对于大部分DC/DC变换器电路结构，其共同特点是输入和输出之间存在直接电连接，然而许多应用场合要求输入、输出之间实现电隔离，这时就可以在基本DC/DC变换电路中加入变压器，从而得到输入输出之间电隔离的DC/DC变换器。而正激变化器就实现了这种功能。 2.课题研究内容： 1、本文首先介绍了正激变换器电路中变比、最大占空比和最小占空比、电容、电感参数的计算方法，并进行了计算。 2、正激变换器的控制方式主要通过闭环实现。其中闭环方式又分为PID控制和fuzzy控制。本文分别针对开环、PID控制，fuzzy控制建立正激变换器的Matlab仿真模型，并进行仿真分析了，最后对得出的结果进行比较。 第二章：正激电路的参数计算 本章首先给出正激变换器的等值电路图，然后列出了正激变换器的四个主要参数的计算方法，并进行了计算。 1、正激变换器的等值电路图 图1 正激变换器等值电路图 2、参数计算 （1）变比n 根据设计要求，取占空比D=0.4，根据输入电压和输出电压之间的关系得到变比：

n= D U U out in ?=4.012 100 ?=3.3 （2） 最大、最小占空比 最大占空比D max 定义为 D max = ()n U U U in d out 1 min ? +， 式中U in(min) =100-20=80V ，U out =12V ，n=3.3，，U d 为整流二极管压降， 所以D max =0.495。 最小占空比D min 定义为 D min = ()n U U U in d out 1 max ? +， 式中U in(max) =120V ， 所以D min =0.333。 （3） 电容 电容的容量大小影响输出纹波电压和超调量的大小。取开关频率f=200KHZ ，则T=5×10-6 s ， 根据公式： C=ripple ripple V f I ??81 ， 式中取I ripple =0.2A ，V ripple =0.07mV ， 所以C=1.79μF 。为稳定纹波电压，放大电容至50μF 。 （4） 电感 可使用下列方程组计算电感值： U out =L ×dt di ， dt= f D m in 1-， 式中U out =12V ，di 取为0.2A ，D min =0.333, 所以L=0.334mH 。 第三章 正激变换器开环的Matlab 仿真 本章首先建立了正激变换器开环下的Matlab 仿真模型，然后对其进行了仿真分析。

BuckBoost电路建模及分析

题目：BuckdBoost电路建模及分析 摘要：作为研究开关电源的基础，DCTC开关变换器的建模分析对优化开关电源的性能和提高设计效率具有重要意义。而BucMoost电路作为DCTC开关变换器的其中一种电路拓扑形式，因其输出电压极性与输入电压相反，而幅度既可比输入电压高，也可比输入电压低，且电路结构简单而流行。 为了达到全面而深入的研究效果，本文对Buck^oost电路进行了稳态分析和小信号分析。稳态分析中，首先介绍了电路工作原理，得出了两种工作模式下的电压转换关系式，并同时可知基于占空比怎样计算其输出电压以及最小最大电感电流和输出纹波电压计算公式；接着推导了状态空间模型，以在M ATLAB中进行仿真；而最后仿真得到的电感电流、输出电压的变化规律符合理论分析。小信号分析中，首先推导了输出与输入间的传递函数表达式，以了解低频交流小信号分量在电路中的传递过程；接着分析其零极点，且仿真绘制波特图进行了验证。 经过推导与研究，稳态分析和小信号分析下仿真得到的变化规律均与理论上的推导一致。 关键词：BuckHBoost；稳态分析；小信号分析；MATLAB仿真

1 ?概论 现代开关电源有两种：直流开关电源、交流开关电源。本课题主要介绍直流开关电源，其功能是将电能质量较差的原生态电源，如市电电源或蓄电池电源，转换为满足设备要求的质量较高的直流电源，即将“粗电”转换为“精电”。直流开关电源的核心是DC4)C变换器。 作为研究开关电源的基础，DCTC开关变换器的建模分析对开关电源的分析和设计具有重要意义。DCTC开关变换器最常见的三种电路拓扑形式为：降压(Buck)、升压(Boost)和降压THE (BuckdBoos 泌］,如图1-1所示。其中BucMoost变换器因其输出电压极性与输入电压相反，而幅度既可比输入电压高，也可比输入电压低，且电路结构简单而流行。 (a) B uck型电路结构 (b) Boost型电路结构 (c) B uckHB oost型电路结构 图1-1 DCTC变换器的三种电路结构

正激变压器设计要点

首先：正激变压器由于储能装置在后面的BUCK电感上，所以没有Flyback变压器那么复杂，其作用主要是电压、电流变换，电气隔离，能量传递等 所以，我们计算正激变压器的时候，一般都是首先以变压次级后端的BUCK电感为研究对象的，BUCK电感的输入电压就是正激变压器次级输出电压减去整流二极管的正向压降，所以我们又称正激电源是BUCK的隔离版本。 首先说说初次级匝数的选择： 以第三绕组复位正激变压器为例，一旦匝比确定之后，接下来就是计算初次级的匝数，论坛里有个帖子里的工程师认为，正激变压器在满足满负载不饱和的情况下，匝数越小越好。其实这是个误区，匝数的多少决定了初级的电感量（在不开气隙，或开同样的气隙情况下），而电感量的大小就决定了初级的励磁电流大小，这个励磁电流虽不参与能量的传递，但也是需要消耗能量的，所以这个励磁电流越小电源的效率越高；再说了，过少的匝数会导致del tB变大，不加气隙来平衡的话，变压器容易饱和。 无论是单管正激还是双管正激，都存在磁复位的问题。且，都可以看成是被动方式的复位。复位的电流很重要，太小了，复位效果会被变压器自身分布参数（主要是不可控的电容，漏感）的影响。 复位电流是因为电感电流不能突变，初级MOSFET关断之后，初级绕组的反激作用，又复位绕组跟初级绕组的相位相反，所以在复位绕组中有复位电流产生 复位电流关系到磁芯能否可靠的退磁复位，其重要性不言自喻；当变压器不加气隙时，其初级电感量较大，复位电流自然就小。 但在大功率的单管正激和双管正激的实际应用中，往往需要增加一点小小的气隙，否则设计极不可靠， 大功率的电源，一次侧电流很大,漏感引起的磁感应强度变化，B=I*Llik/nAe,就大，加气隙是为了减小漏感Llik. 正激的占空比主要是取决于次级续流电感的输入与输出，次级则就是一个BUCK电路，而CCM的BUCK线路Vo=Vin*D，跟次级的电流无关 Vo=Vin*D Vo:输出电压，Vin：BUCK的输入电压，即正激变压器的输出电压减去整流管的正向压降，D：占空比在此，输出电压是已知的我们只要确定一个合适的占空比，就可以计算出BUCK 电感的Vin，也就是说变压器的输出电压基本就定下来了 在这特别要提醒大家，占空比D的取值跟复位方式有很大的关系，建议D的取值不要超过0.5 正激变压器加少量气隙能将电-磁转换中的剩磁清空,磁芯的实际利用率增加,同时增加的一点空载电流在大功率电流中所占比例较小,效率不会受到太大影响,这样可以让变压器不容 易饱和,电源的可靠性增加,同时可以减少初级匝数,变压器内阻降低,能小体积出大功率.加 气隙也相当于增大了变压器磁芯,但实际好处(特别是抗饱和能力)是胜于加大磁芯的. 加气隙后,减小的电感量会被增加的磁芯利用率补回来,而且有余,是合算的不用担心. 复位绕组的位置问题，是跟初级绕组近好呢，还是夹在初次级之间好？ 如果并绕，当然跟初级的耦合是最好的，但对漆包线的耐压是个考验！当然这不至于直接击穿。 无论从EMC角度还是工艺角度来说，复位绕组放在最内层比较好 实际量产中这是这样绕的占多数 单管正激，如果是市电或有PFC输出电压作为输入的话，MOSFET 的最低耐压是2倍直

正激电路设计总结

正激电路设计总结 发布时间: 2013-04-10 16:37:55 来源: EDA中国 正激电路设计的一些总结 在DC-DC通信领域里，目前正激有源钳位占了大半江山，特别是国内的模块电源厂家，其中使用控制芯片比较的多的是国半的LM5025NCP1562，目前这两个芯片我都有成熟的设计案例，NCP1562按推荐的电路调试是很难达到模块的电源的设计要求，主要是电压环路的设计上有不少问题。第一次在电源网发博，今天就想说说对在正激设计中，变压器一些不定参数的选择，如变压的△B和Bmax的选择、占空比的选择、因为已有太多的初学者问过同样的问题了，希望能初学电源的革命同志有点帮助。首先我们要正确理解正激变压的特点，正激变压的工作模式是，变压器一边导通一边传递能量，可以把它理解成隔离的BUCK，其实正激才是真正的变压器，它不存储能量，只是把能量向副边传递，所以正激变压器不需要开气隙，而反激变压相当于一个隔离电感，先存储能量在传递能量，磁芯的特性是低磁阻的，无法存储能量，所以反激变压器需要开气隙来存储能量，好不要扯远了，这里这是描述一下正激变压器工作的特点。任何的磁性器件工作都需要激磁和去磁，正激变压器集成产生的能量不能传递到副边，反激可以，所以正激电路必须要加去磁电路，按照去磁的方式，我们将正激分成了三绕组去磁正激、谐振正激、和有源钳位正激，三绕组正激的工作在第一象限、而谐振正激和有源去磁正激工作在第一和第三象限，这些都老生常谈的话题了，在各种开关电源书籍中都有非常多的描述，推荐初学者读一下张兴柱博士的《开关电源功率变换器拓扑与设计》归纳性很强的。由于正激变压器中B值的变化不会随着输出电流的改变而改变，也不会随着输入电压的改变而改变，设计成多少，它就是多少，所以磁饱和的问题是很容易控制住的。在一些教材和沦文里提到了一个0.1和0.3的取值问题。很多人问我到底取0.1好，还是0.3好呢？首先我们看看为什么可以取到0.3，我们来看看磁芯材质的特性，DC-DC的模块电源用过的材质有金川的RM2.3K、越峰的P47、天通的TPW33A、TDK的PC95、主要是高频特性好。因为不能贴图，希望有兴趣的可以找资料看看。这几种差不多都是都是在100℃B值在0.4左右就完全饱和了，我们设计的时候可不能让它到磁饱和，太危险了。得把余量考虑进去，这个余量怎么把控呢？磁滞回线的变化是从线性区到非线性区，再到饱和。其实我们最好不让它跑到线性区，因为这样虽然不会一定损坏，但是比较危险了，而且在非线性区的励磁电感量急剧变小，MOS管理的峰值电流也是急剧变化的容易失控。所以我们的B值的最大取点应该是线性工作区和非线性工作区

Buck-boost变换器建模及仿真

Buck-boost 变换器建模及仿真 1、Buck-boost 变换器平均开关模型 利用平均开关网络法推导buck —boost 变换器的平均开关模型，Buck-boost 变换器电路图如图1所示，这里开关管的导通电阻为 ，二极管的前向导通压降为0.8v 。 g V )(t v 图1 Buck-boost 变换器电路 图中，虚线框内为开关网络，它是一个二端口网络，共有 、 、 和 四个变量，选定其中两个变量作为输入变量，则余下两个变量可以由输入 变量表示出来。在此，我们选择 和 作为输入变量。接下来我们要求出 这四个变量的在一个周期内的平均值，首先根据图1画出它们在一个周期内的波形图，如图2所示。 ) (1t v s dT s T (1i s dT s )(1t i )(2t i )(1t v on R )(2t v )(1t i )(2t v

图2 开关网络电压电流的曲线图 根据图2，写出)(1t i 、)(2t i 、)(1t v 、)(2t v 在一个周期内平均值： （1） （2） （3） （4） 由式（3）与（4）得 （5） 将公式（1）与（5）代入（3）中得 （6）将公式（6）中两边的)(1t v 合并得到下面式子： （7） 由（1）与（2）得 （8） ])([) () (')()()(211D T T on T V t v t d t d t i t d R t v s s s +><+><=><= ><)()()(')(12 (2v D (2t i s s s T T t i t d t i ><=><)()()(1s s T T t i t d t i ><=><)()(')(2))()((')()()(11s s s T C D g on T T t V V V t d R t i t d t v ><-++><=><-><-=><-=><+><)()()(121)2111)()()((')()(D T T on T T V t v t v t d R t i t v s s s s +><+><+>=<><

正激电路设计

正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性和输出电压负载特性，相对来说比较好，因此，工作比较稳定，输出电压不容易产生抖动，在一些对输出电压参数要求比较高的场合，经常使用。 1-6-1．正激式变压器开关电源工作原理 所谓正激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正在被直流脉冲电压激励时，变压器的次级线圈正好有功率输出。 图1-17是正激式变压器开关电源的简单工作原理图，图1-17中Ui是开关电源的输入电压，T是开关变压器，K是控制开关，L是储能滤波电感，C是储能滤波电容，D2是续流二极管，D3是削反峰二极管，R是负载电阻。 在图1-17中，需要特别注意的是开关变压器初、次级线圈的同名端。如果把开关变压器初线圈或次级线圈的同名端弄反，图1-17就不再是正激式变压器开关电源了。 我们从（1-76）和（1-77）两式可知，改变控制开关K的占空比D，只能改变输出电压（图1-16-b中正半周）的平均值Ua ，而输出电压的幅值Up不变。因此，正激式变压器开关电源用于稳压电源，只能采用电压平均值输出方式。 图1-17中，储能滤波电感L和储能滤波电容C，还有续流二极管D2，就是电压平均值输出滤波电路。其工作原理与图1-2的串联式开关电源电压滤波输出电路完全相同，这里不再赘述。关于电压平均值输出滤波电路的详细工作原理，请参看“1-2．串联式开关电源”部分中的“串联式开关电源电压滤波输出电路”内容。 正激式变压器开关电源有一个最大的缺点，就是在控制开关K关断的瞬间开关变压器的初、次线圈绕组都会产生很高的反电动势，这个反电动势是由流过变压器初线圈绕组的励磁电流存储的磁能量产生的。因此，在图1-17中，为了防止在控制开关K关断瞬间产生反电动势击穿开关器件，在开关变压器中增加一个反电动势能量吸收反馈线圈N3绕组，以及增加了一个削反峰二极管D3。 反馈线圈N3绕组和削反峰二极管D3对于正激式变压器开关电源是十分必要的，一方面，反馈线圈N3绕组产生的感应电动势通过二极管D3可以对反电动势进行

单端正激电路的分析和设计

单端正激电路的分析和设计 一、工作原理 如图： Q1导通时，副边二极管D1导通，D2截止，电网通过变压器T1向负载R L输送能量，此时输出滤波电感L0储存能量。 当Q1截止时，电感的储能通过续流二极管D2向负载释放，D1截止。 N3与二极管D3串联起到去磁复位的作用。 注意：复位绕组对变压器工艺的要求，要求耦合好又要绝缘好。 还有其它形式复位电路如RCD复位电路LCD复位电路 输出电压V0= N S ×T ON ×E N P T N S/N P为副边原边匝比 T ON/T为导通时间与周期的比，即导通占空比 E为原边绕组电压 二、正激电路的设计 设计前我们要给定电路设计的一些指标参数，总结为： 1、开关频率 2、输入电压范围:Vin min—Vin max 3、输出负载范围:Io min—Io max 4、输出电压范围:Vo min—Vo max 5、滤波电感电流的纹波: △I L f 6、输出电压纹波:△Vo 第一步：工作频率的确定 工作频率对电源体积以及特性影响很大，必须很好地选择。 工作频率高时，输出滤波器和输出变压器可小型化，过渡响应速度快。但主开关元件、输出二极管、输出电容以及输出变压器的磁芯，还有电路设计等都受到限制。另外，还要注意输出变压器绕组匝数。

第二步：最大导通时间（Ton max）的确定。 Ton max=T×Dmax 对于正向激励D选为0.4~0.45较适宜。Dmax是设计电路时的一个重要参数，它对主开关元件，输出二极管的耐压与输出保持时间，输出变压器以及输出滤波器的大小，变换效率等都有很大影响。 第三步：变压器次级输出电压的计算 Vs min= （Vo max＋V L＋V F）×T Ton max Vs min：变压器次级最低电压 Vo max：最大输出电压 V L：电感线圈压降 V F：输出侧二极管的正向压降 第四步：变压器匝比N的计算 N= Vin min Vs min Vin min: 变压器初级最低电压 Vs min：变压器次级最低电压 第五步：变压器初级绕组匝数的计算 因为作用电压是一个方波，一个导通期间的伏秒值与初级绕组匝数关系N P= Vin min ×Ton max×108 (Bm－Br)×S N P：初级绕组匝数 Vin min：变压器初级最低电压 Ton max：最大导通时间 Bm－Br：磁感应强度 S：磁芯有效截面积 第六步：次级绕组匝数的计算 Ns=Np/N N为匝比 第七步：输出滤波电感的计算 L=Vs min－（V F＋Vo max）×Ton max △I L △I L为I O的15%—20% 另外，功率开关器件电流电压耐量的确定， 变压器原副边绕组线径的确定。

BuckBoost和Cuk电路仿真分析.docx

Buck_Boost和Cuk电路仿真分析 一、Buck_Boost电路仿真 仿真电路图如下图所示： 电路参数如下： Vs=5V，L=0.5mH，C=100μF，R=5Ω，f S=10kHz，D=0.8。 IGBT导通电阻R on=1mΩ，正向导通压降V on=0.1V， 二极管导通电阻R on=1mΩ，正向导通压降V o n=1mV。 理论计算结果如下所示： 仿真结果如下所示： 对比理论与仿真结果可以看出，二者部分存在误差，但差距不大。部分数据由于目测的原因，也存在一定的误差，但误差很小，此处不再考虑。 波形图如下所示，其中图1上半部分为I O，下半部分为V O，图二为I L，图三为I D，图4为V C。

图1 图2 图3图4

二、Cuk电路仿真 仿真电路图如下： 电路参数如下： Vs=5V，L1=L2=0.5mH，C1=C2=100μF，R=5Ω，f S=10kHz，D=0.8。 IGBT导通电阻R on=1mΩ，正向导通压降V on=0.1V， 二极管导通电阻R on=1mΩ，正向导通压降V o n=1mV。 理论计算结果如下所示： V OΔV OΔV C1I O I D（I L1）ΔI L1ΔI L2 -20V0.1V 3.2V-4A16A0.8A0.8A 仿真结果如下所示： V OΔV O V C1ΔV C1I OΔI O I D（I L1）ΔI L1I L2ΔI L2 -19.5V0.1V24.5V 3.1V-3.92A0.02A16.4A0.8A-3.9A0.8A 对比理论与仿真结果可以看出，二者部分存在误差，但差距不大。部分数据由于目测的原因，也存在一定的误差，但误差很小，此处不再考虑。 波形图如下图所示： 图1

Buck-Boost变换器要点

目录 摘要........................................................................ I 1 Buck/Boost变换器分析.. (1) 1.1 基本电路构成 (1) 1.2 基本工作原理 (1) 1.3 工作波形 (2) 2 Buck/Boost变换器基本关系 (3) 3 主要参数计算与选择 (5) 3.1输入电压 (5) 3.2负载电阻 (5) 3.3占空比α (5) 3.4电感L (5) 3.5输出滤波电容C计算 (6) 4 理论输入、输出电压表达式关系 (7) 5 仿真电路与仿真结果分析 (8) 5.1 buck/boost仿真电路图 (8) 5.2线性稳压电源仿真 (8) 5.3稳压电源波形图 (9) 5.4升压时输出电压与电流波形 (10) 5.5降压时输出电压与电流波形 (11) 总结 (13) 参考文献 (14)

摘要 随着世界的需求与电力电子的发展，高频开关电源凭借其低功耗等优点，得到了在计算机、通信和航天等领域的广泛应用。其中功率变换电路对组成开关电源起重要作用。功率变换电路是开关电源的核心部分，针对整流以后不同的直流电压功率变换电路有很多种拓扑结构，比如：Buck变换器拓扑、Boost变换器拓扑、Buck/Boost变换器拓扑、正激（反激）变换器拓扑......Buck/Boost变换器作为其中重要的一种，在开关电源的设计中当然也得到了很好的应用。本课程设计即是基于Simulink对Buck/Boost变换器进行设计与仿真，并且将仿真得到的输入输出电压关系式与理论推导进行比较，从而验证其可行性。 关键字：电力电子开关电源Simulink Buck/Boost变换器

正激变压器的设计

正激变压器的设计 本文以一个13.8V 20A的汽车铅酸电池充电器变压器计算过程为例，来说明正激变压器的计算过程 1、相關規格参数（SPEC）: INPUT: AC 180V~260V 50Hz OUTPUT: DC 13.8V (Uomax=14.7V) 20A Pout: 274W (Pomax=294W) η≧80%, fs: 60KHZ; 主电路拓扑采用单管正激自冷散热 2、選擇core材質.決定△B 选择PC40材质Core，考虑到是自冷散热的方式，取ΔB＝0.20T 3、確定core AP值.決定core規格型號. AP=AW×Ae=(Ps×104)/(2×ΔB×fs×J×Ku) Ps : 變壓器傳遞視在功率 ( W) Ps=Po/η+Po (正激式) Ps=294/0.8+294＝661.5W J : 電流密度 ( A) .取400 A/cm2 Ku: 銅窗占用系數. 取0.2 AP=(661.5×104)/(2×0.20×60×103×400×0.2)≈3.4453 cm2 選用CORE ER42/15 PC40．其參數為: AP=4.3262cm4 Ae=194 mm2 Aw=223mm2Ve=19163mm3 AL=4690±25% Pt=433W (100KHz 25℃)

4、計算Np Ns. (1). 計算匝比 n = Np /Ns 設 Dmax= 0.4 n = Np / Ns = Vi / Vo = [Vin(min) ×Dmax]/ (Vo+Vf) Vf :二极管正向壓降取1V Vin(min)=180×0.9×√2-20=209 VDC Vin(max)=260×√2=370VDC n=(209*0.4)/(13.8+0.7)=5.766 取5.5 CHECK Dmax Dmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)= 5.5 (13.8+1)/209=0.3868≈0.387 Dmin=n(Vo+Vf)/Vin(max)= 5.5 (13.8+1) /370=0.218 (2). 計算Np Np=Vin(min) ×ton/(ΔB×Ae) Ton：MOS管导通时间ton= Dmax/ fs＝0.387/60×103＝6.33uS Np = (209×6.33)/( 0.20×194)=34.1 取34TS (3). 計算Ns Ns = Np / n = 34÷5.5＝6.18 取整为6 TS (4). CHECK Np （以Ns驗算Np) Np = Ns×n = 6×5 .5=33TS 取 Np = 33TS (5).確定N R N R = Np= 33TS

buck-boost变换器的建模与仿真

题目： Vg 1.5V Q1R 5Ω V D 0.5V 图1 buck-boost 变换器电路图 一、 开关模型的建模与仿真 图2 buck-boost 变换器的开关模型

占空比由0.806变化到0.7的电感电流波形 占空比由0.806变化到0.7的电容电压波形 图3 buck-boost 变换器的开关模型的仿真 二、 大信号模型与仿真 1、 开关导通时： Vg 1.5V R on 35m Ω V - 图4 开关导通时的工作状态 此时，电感电压和电容电流方程： (t)v (t)v (t)(t)(t)(t)(t)L g on c di L i R dt dv v i C dt R ? ==-??? ?==- ??

2、 开关断开时： 100uH 100uF V i c + -0.5V i 图5 开关断开时的工作状态 此时，电感电压和电容电流方程： (t)v (t)(t)(t)(t)(t)(t)L D c di L V v dt dv v i C i dt R ? ==--??? ?==-?? 3、平均方程 电源电压、电感电流、电容电压变化的不大均为低频信号，则 (t)(t)g g v v = ；(t)(t)i i =；v(t)v(t)= 又因为： (t) v (t)L d i L dt = (t) (t)c d v i C dt = 则有，电感电压平均方程： () ()'v (t)d(t)v (t)(t)+d (t)(t)L g on D i R V v =--- 电容电流平均方程： ''(t)(t)(t) (t)d(t)()d (t)((t))=d (t)(t)c v v v i i R R R =- +--+ 输入电流平均方程： g (t)d(t)(t)i i =

题目：Buck电路的设计与仿真

题目：Buck 电路的设计与仿真 1、Buck 电路设计： 设计一降压变换器，输入电压为20V ，输出电压5V ，要求纹波电压为输出电压的0.5％，负载电阻10欧姆，求工作频率分别为10kHz 和50kHz 时所需的电感、电容。比较说明不同开关频率下，无源器件的选择。 解：（1）工作频率为10kHz 时， A.主开关管可使用MOSFET ，开关频率为10kHz ； B.输入20V ，输出5V ，可确定占空比Dc=25%； C.根据如下公式选择电感 H T R D L s c c 41075.310000 1210)25.01(2)1(-?=??-=-= 这个值是电感电流连续与否的临界值，L>c L 则电感电流连续，实际电感值可选为1.2倍的临界电感，可选择为H 4105.4-?； D.根据纹波的要求和如下公式计算电容值 =?-=2008)1(s c T U L D U C 2410000 15005.0105.48)25.01(5?????-?-=F 41017.4-? （2）工作频率为50kHz 时， A.主开关管可使用MOSFET ，开关频率为50kHz ； B.输入20V ，输出5V ，可确定占空比Dc=25%； C.根据如下公式选择电感 H T R D L s c c 41075.050000 1210)25.01(2)1(-?=??-=-= 这个值是电感电流连续与否的临界值，L>Lc 则电感电流连续，实际电感值可选为1.2倍的临界电感，可选择为H 4109.0-?； D.根据纹波的要求和如下公式计算电容值 =?-=2008)1(s c T U L D U C 2450000 15005.0109.08)25.01(5?????-?-=F 410833.0-? 分析： 在其他条件不变的情况下，若开关频率提高n 倍，则电感值减小为1/n ，电容值也减小到1/n 。从上面推导中也得出这个结论。 2、Buck 电路仿真： 利用simpowersystems 中的模块建立所设计降压变换器的仿真电路。输入电压为20V 的直流电压源，开关管选MOSFET 模块(参数默认)，用Pulse Generator 模块产生脉冲驱动开关管。分别做两种开关频率下的仿真。 （一）开关频率为10Hz 时； (1)使用理论计算的占空比，记录直流电压波形，计算稳态直流电压值，计算稳态直流纹波电压，并与理论公式比较，验证设计指标。 由第一步理论计算得占空比Dc=25%； 实验仿真模型如下所示（稳态直流电压值为4.299V ）：

正激电感的计算以及验算

正激式转换拓扑之 BUCK电感计算 相对于线性调整器，BUCK转换器提供了高的多的效率，功率密度大幅提高，现在一些流行的专业BUCK控制IC制作的电源其功率密度甚至可以达到50W/inch^3. 广泛用于板级电源系统。 设计一个性能满足需要的BUCK转换器，首先应保证一个具有合理的参数的储能电感。从前面的工作原理讨论可见，输出电流在某个特定值（临界电流）之上时，电路工作在电流连续模式，流过功率管的电流为一个有阶梯的斜坡电流，斜坡的中点等于输出电流。在输出电流从最大值下降到临界电流之前时，功率管导通时间都基本保持不变，并且电感电流的上升斜率也保持不变，但斜坡的高度即斜坡中点会随着输出电流的下降而下降；当输出电流下降到临界电流时，开关电流的前端阶梯将下降到零，这时电路将进入电流不连续模式，输出电压将不在满足 Vo=D*Vin的关系，开关导通时间将迅速降低以保持输出电压稳定。 《功率管电流波形图》

临界电流的大小主要取决于储能电感的感量。 通常需要设定一个最小输出电流作为临界电流。如果设临界电流与输出电流的比值为 K, 则输出储能电感感量 Lp 可由如下公式给出： Lp=(Vin-Vo)*Vo*T/(2*K*Vin*Io) 在一般的应用中常选取输出电流的10％作为最小输出电流，这主要是在折衷负载调整率和输出响应的结果，过小的临界电流将导致电感感量较大，输出负载调整率较好，但瞬态响应变差，输出过冲变大；较大的临界电流可有效改善输出过冲和瞬态响应，但需要更大的最低输出电流才能得到较好的输出负载调整率。 另外，一个容易忽略的问题是电感饱和，储能电感工作在一个高直流成分的条件下极易出现饱和现象，电感值下降，甚至失去电感量，设计时应保证在输出少许过载的情况下电感也不会进入饱和状态。对于待使用的电感可以使用如下参数简单计算一下可能的最大磁通密度，检验是否会出现饱和现象： Bs=(Lp*I_max)/(Ae*Np) 其中，Lp是最大开通电流下的电感量(uH), I_max是最大开通电流(A), Ae是磁心有效截面积(mm^2), Np是电感的绕线匝数(Ts). 磁心所能承受的最大不饱和磁通密度可查阅厂商相关资料。

正激变压器设计资料

单端正激变压器的设计 开关电源变压器是高频开关电源的核心元件。其作用为：磁能转换、电压变换和绝缘隔离。开关变压器性能的好坏不仅影响变压器本身的发热和效率，而且还会影响到高频开关电源的技术性能和可靠性。高频开关变压器的设计主要包括两部分：绕组设计及磁芯设计。本文将对应用在高频下的单端正激变压器的设计方法及磁芯的选择给出较为详细的论述。 1 单端正激变压器原理单端正激变压器的原理图如图1所示。 单端正激变压器又称"buck"转换器。因其在原边绕组接通电源Vi的同时把能量传递到输出端而得名。正激式变压器的转换功率通常在50～500 W之间。输出电压Vo由匝比n、占空比D 和输入电压Vi确定。 当PWM控制器输出正脉冲，功率开关导通，变压器的初级绕组通过电流，此电流由两部分组成，一部分为磁化电流即流经等效开环电感上的电流，另一部分足与输出电流等效的初级电流，他和初次级匝比成正比，和输出电流成正比。储存在电感上的能量必须在功率开关关断后下一次开启前泄放掉，以便使磁通复位。N3为去磁绕组 2 变压器磁芯的选用原则 高频开关电源中的变压器从性能价格比考虑，MnZn功率铁氧体材料是最佳的选择。应用于高频开关电源变压器中的铁氧体应具有以下磁特性：高饱和磁通密度或高的振幅磁导率，在工作频率范围有低的磁芯总损耗，较低的温度系数，较高的居里温度。 磁芯损耗Pc主要由磁滞损耗Ph和涡流损耗Pe(包括剩余损耗Pr)组成，即： 磁滞损耗Ph正比于直流磁滞回线的面积，并与频率成正比关系。即： 对于工作频率在100kHz以下的功率铁氧体磁芯，降低磁滞损耗是最重要的，为降低损耗，即要降低矫顽力Hc、剩余磁感应强度。要达到此目的，须从两方面着手，一是从配方成分方面，尽量使磁晶各项异性常数k→0，磁滞伸缩常数→0；二是在工艺上要做到高密度、大晶粒、均匀完整、另相少、内应力小、气孔少。

Buck-Boost电路设计

500W Buck/Boost电路设计与仿真验证 一、主电路拓扑与控制方式 Buck/Boost变换器是输出电压可低于或高于输入电压的一种单管直流变换器，其主电路与Buck或Boost变换器所用元器件相同，也有开关管、二极管、电感和电容构成，如图1-1所示。与Buck和Boost电路不同的是，电感L f在中间，不在输出端也不在输入端，且输出电压极性与输入电压相反。开关管也采用PWM控制方式。Buck/Boost变换器也有电感电流连续喝断续两种工作方式，本文只讨论电感电流在连续状态下的工作模式。图1-2是电感电流连续时的主要波形。图1-3是Buck/Boost变换器在不同工作模态下的等效电路图。电感电流连续工作时，有两种工作模态，图1-3(a)的开关管Q导通时的工作模态，图1-3(b)是开关管Q关断、D续流时的工作模态。 V o 图1-1 主电路 V i LF i Q i D V 图1-2 电感电流连续工作波形 V o V o (a) Q导通(b) Q关断，D续流 图1-3 Buck/Boost不同开关模态下等效电路二、电感电流连续工作原理和基本关系

电感电流连续工作时，Buck/Boost 变换器有开关管Q 导通和开关管Q 关断两种工作模态。 在开关模态1[0~t on ]： t=0时，Q 导通，电源电压V in 加载电感L f 上，电感电流线性增长，二极管D 戒指，负载电流由电容C f 提供： f L f in di L V dt = (2-1) o o LD V I R = (2-2) o f o dV C I dt = (2-3) t=t on 时，电感电流增加到最大值max L i ，Q 关断。在Q 导通期间电感电流增加量f L i ? f in L y f V i D T L ?= ? (2-4) 在开关模态2[t on ~ T]: t=t on 时，Q 关断，D 续流，电感L f 贮能转为负载功率并给电容C f 充电，f L i 在输出电压 Vo 作用下下降： f L f o di L V dt = (2-5) f o o o L f o f LD dV dV V i C I C dt dt R =+=+ (2-6) t=T 时，f L i 见到最小值min L i ，在t on ~ T 期间f L i 减小量f L i ?为： (1)f o o L off y f f V V i t D T L L ?= ?=- (2-7) 此后，Q 又导通，转入下一工作周期。由此可见，Buck/Boost 变换器的能量转换有两 个过程：第一个过程是Q 开通电感L f 贮能的过程，第二个是电感能量向负载和电容C f 转移的过程。 稳态工作时，Q 导通期间f L i 的增长量应等于Q 关断期间f L i 的减小量，或作用在电感L f 上电压的伏秒面积为零，有： 1y o in y D V V D = - (2-8) 由(2-8)式，若D y =0.5，则V o =V in ；若D y <0.5，则V o 0.5，V o >V in 。设变换器没有损耗，则输入电流平均值I i 和输出电流平均值I o 之比为

多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计

多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计 多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计 1引言 近年来高频开关电源在电子产品中得到广泛应用。正激式DC/DC变换器以其输出纹波小、对开关管的要求较低等优点而适合于低压、大电流、功率较大的场合。但正激变换器对输出电感的设计有较高要求，特别在多路输出的情况。 本文分析对比正激变换器多路输出滤波电感采用独立方式和耦合方式的不同特点，讨论了耦合电感的设计方法，给出了一个设计实例，并给出仿真及试验结果。 2正激变换器普通多路输出的分析 图1所示为180W正激变换器的变压器及输出部分。两路输出分别采用无耦合的滤波电感。其一路输出UO1为：UO1=(Uin1－UV1a)D－UV1b(1－D)=Uin1D－UV1b(1) 式（1）中，D为初级开关脉冲的占空比，UV1a、UV1b分别为整流二极管和续流二极管的压降，并假设它们相等。 该电路L的最小值一般由所需维持最小负载电流的要求决定，而电感L中的电流又分连续和不连续两种工作情况。如果负载电流IO逐步降低，L中的波动电流最小值刚好为0时，即定义为临界情况。在控制环中，连续状况的传递函数有两个极点，不连续状况只有一个极点。因而在临界点上下，传递函数是突变的。图1电路的Uin1,Uin2绕组通常都为紧耦合状态，而每一路LC滤波器的串联谐振频率不相同，这一情况将使控制环在连续状况时传递函数增加新的极点。 在多路输出时，如果辅助输出电压要保持在一定的稳定范围内，则主输出的电感必须一直超过临界值，即一直处于连续状态。从性能上讲，L过大限制了输出电流的最大变化率，而且带直流电流运行的大电感造价昂贵。 在图1所示的电路中，当UO1保持5V不变时，随着UO2负载上的突然变化，其15.8V的电压有可能突变4V～5V，且在经过数十至数百毫秒后才能恢复。 图1独立滤波电感两路输出正激变换器

正激变换器变压器以及输出电感的简单计算

对于之前我写的一篇《正激变换器变压器以及输出电感的简单计算》先作以下说明。 Vin:36V~75V V out:5V Io:10A Fs:300KHz 1.此设计过程是基于DC模块电源的基础。在DC模块电源的设计中，我们需要考虑到铜 损对整个电源的效率以及热功的影响。因为一般输出电流都很大，所以，副边和原边要采用最小的匝比以及匝数。 2.在进行原副边匝数的计算的时候，我们首先得假设一个占空比，这个占空比是正常输入 电压下，最大转换效率所对应的占空比，对于正激变换器，这个最佳点为0.5，也就是说占空比为50％。所以，当输入电压变化的时候，这个占空比是跟着变化的。举例，当输入电压为36～75V输入的时候，这个最大占空比发生在36V输入的时候，如果我们按照48V输入为0.5的话，36V输入就会高于0.5，此时，对于正激变换器，为了取得最高的效率，拓补得使用有源钳位同步整流了。而我的分析也是基于这种拓补。此时，我们得考虑到磁芯的磁损，所以，我将48V输入对应的占空比往小于0.5的方向调整。 假定此时选择为0.45。 3.有了占空比，就可以依据公式 N=D*Vin/V o 得到，在48V输入时，最高效率对应的原副边的匝比N=4.32。此时，我们就面临着一个取舍了，对于模块电源，因为使用的是平面变压器，所以，原副边的匝比需要取为一个整数，这样的目的，是为了保证原副边的匝数为最小。（当然，在这点上面，有不少朋友是从副边匝数来推算原边匝数，这个在本质上是一样的，只是取值会有细微的差别。）所以，这里我们取匝比N=4。 4.有了这个N=4，就可以计算输入为36V时对应的最大占空比了。（之前写的那篇文章上 面有误，大家请见谅）根据公式 Dmax=N*V o/Vinmin 得到Dmax=0.56。Dmin=0.27。 5.有了Dmax，根据所选择磁芯的Ae值以及最大磁饱和强度Bs及开关频率fs，就可以计 算出原边的匝数Np，这里，DeltaB选择为0.6*Bs。我们选择EPCOS的N95材质，CORE 为EQ20的磁芯，它的Ae=61.2mm2，Al=5000nH/匝数的平方，Bs=0.41T(100°)。根据公式 Np=(Vinmin *Dmax)/ (Ae*DeltaB*fs) 得到原边匝数Np＝4T。 这里需要说明一点，看到论坛里面有朋友说，正激的原边匝数与DeltaB是无关的。其实，我个人认为是相关的。正激的变压器是负责传输能量的，而这个能量的传输是基于一个磁场的。这个磁场就是由正激变压器的激磁电流产生的。在每一次传输能量的过程中，这个磁场都需要建立起来，而在每一次传输完成之后，这个磁场又需要复位到零，以便下一次磁场建立的时候不会有剩磁，不会发生磁场的累加。所以，正激才会有那么多磁场复位的方式。而磁场的建立是与激磁电流作用的结果。在磁场建立的过程中，B随着激磁电流的增加而增加（成正比关系），而激磁电流是随着导通时间的增加而增加，有关系式DeltaI=Vin*Delta-t/Lp，而Lp=Al*Np*Np，（Al是每匝线圈对应着的电感量，磁