谐振变换器的待机控制设计_赵向源
电力电子技术
ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｖｏｌ．４２，Ｎｏ．６Ｊｕｎｅ，２００８
第４２卷第６期２００８年６月
定稿日期：２００８－０３－２５
作者简介：赵向源（１９８３－），男，河南郑州人，硕士研究
生，研究方向为高频电力电子技术。
１引言
近年来，随着家用电器的普及和办公自动化的
推广，电子产品的能耗问题日益凸显。这些电子产品在极大地方便了生活的同时，也造成了大量的能源
浪费。根据国际经济合作组织的一项调查［１］，
各国因待机而消耗的能量约占能耗总数的３％～１３％，我国的待机功耗更是高于该水平。因此如何降低待机功耗，进行有效待机控制已成为国内外研究的热点。
目前，家电和办公设备中的电源模块大多采用
ＰＷＭ控制的变换器，其待机控制技术较为成熟，
但对谐振型变换器待机控制的研究却较少。在此讨论
了关于Ｃｌａｓｓ－Ｅ谐振变换器的待机控制设计。
通过采用间歇式（ＢｕｒｓｔＭｏｄｅ）
待机控制模式，设计了低功耗的辅助电源和控制芯片，有效降低了该变换器的待机功耗。
２Ｃｌａｓｓ－Ｅ谐振变换器待机功耗的理论分析
在ＣｌａｓｓＥ谐振变换器电路拓扑［２］中，交流电压
通过整流桥不控整流和输入滤波电容Ｃｉｎ滤波，变成直流电压，如图１所示。在输入电感Ｌｉｎ足够大时，流过Ｌｉｎ的电流脉动量较小，输入侧可看成一个电流源输入。电路中的谐振回路由主开关管的并联电容Ｃ１、串联谐振电感Ｌｓ、谐振电容Ｃｓ、变压器并联电感Ｌｍ及负载组成。通过主开关管的通断来改变电路的谐
振状态，控制初次级能量的传输。次级采用全波整流，输出滤波电容Ｃｏ较大，使输出电压Ｕｏ脉动较小。
Ｃｌａｓｓ－Ｅ谐振变换器正常工作时，
其损耗主要有磁元件的磁损和铜损、ＭＯＳＦＥＴ通态损耗和关断损耗、整流二极管通态损耗以及控制电路损耗。待机工作时，其功耗主要为磁元件磁损、ＭＯＳＦＥＴ关断损耗和控制电路损耗，其他损耗可以忽略。控制电路的损耗主要包括启动电阻损耗、控制芯片功耗、反馈电路损耗和门极驱动损耗，如图１所示。
表１给出了一些主要损耗的近似计算公式［３］。
Ｃｌａｓｓ－Ｅ谐振变换器的待机控制设计
赵向源，陈
怡，张艳军，徐德鸿
（浙江大学，浙江杭州３１００２７）
摘要：待机控制是目前国内外电力电子行业研究的热点之一。ＰＷＭ型变换器的待机控制技术已较为成熟，而对谐振
型变换器待机控制的研究却较少。针对Ｃｌａｓｓ－Ｅ谐振变换器在小功率充电领域的应用，
提出了适用的待机控制设计方法。通过采用间歇式待机控制模式、低功耗辅助电源电路和低功耗控制芯片，使变换器的待机功耗降到了０．３Ｗ以下，达到了业界０．３Ｗ的待机功耗要求。同时在交流９０～２６５Ｖ的全范围输入时，
变换器的输出电压脉动都小于５％。关键词：变换器；谐振／待机控制；间歇式控制中图分类号：ＴＭ４６
文献标识码：Ａ
文章编号：１０００－１００Ｘ（２００８）０６－００４６－０２
ＤｅｓｉｇｎｏｆＳｔａｎｄｂｙＣｏｎｔｒｏｌｆｏｒＣｌａｓｓ－ＥＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒ
ＺＨＡＯＸｉａｎｇ－ｙｕａｎ，ＣＨＥＮＹｉ，ＺＨＡＮＧＹａｎ－ｊｕｎ，ＸＵＤｅ－ｈｏｎｇ
（ＺｈｅｊｉａｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｈａｎｇｚｈｏｕ３１００２７，Ｃｈｉｎａ）
Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｎｏｗａｄａｙｓｓｔａｎｄｂｙｃｏｎｔｒｏｌｉｓｏｆｇｒｅａｔｃｏｎｃｅｒｎｉｎｐｏｗｅｒｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓｉｎｄｕｓｔｒｙｂｏｔｈｉｎｄｏｍｅｓｔｉｃａｎｄａｂｒｏａｄ．ＴｈｅｓｔａｎｄｂｙｃｏｎｔｒｏｌｍａｉｎｌｙｆｏｃｕｓｅｓｏｎＰＷＭｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓｗｈｉｌｅｌｅｓｓｏｎｔｈｅｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ．Ａｄｅｓｉｇｎｏｆｔｈｅｓｔａｎｄｂｙｃｏｎｔｒｏｌ
ｆｏｒｔｈｅＣｌａｓｓ－Ｅｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｉｓｐｒｏｐｏｓｅｄｉｎｌｏｗｐｏｗｅｒｃｈａｒｇｅｒａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ．Ｗｉｔｈｔｈｅｂｕｒｓｔｍｏｄｅｃｏｎｔｒｏｌ，
ｌｏｗ－ｌｏｓｓａｕｘ－ｉｌｉａｒｙｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙａｎｄｌｏｗ－ｌｏｓｓｃｏｎｔｒｏｌＩＣｓ，ｔｈｅｓｔａｎｄｂｙｌｏｓｓｉｓｒｅｄｕｃｅｄｔｏｌｏｗｅｒｔｈａｎ０．３Ｗ，ｗｈｉｃｈｍｅｅｔｓｔｈｅｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｄｅｍａｎｄ．Ａｎｄｔｈｅｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｒｉｐｐｌｅｉｓｌｏｗｅｒｔｈａｎ５％ａｌｌｔｈｒｏｕｇｈ９０～２６５ＶＡＣｉｎｐｕｔ．
Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：
ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；ｒｅｓｏｎａｎｔ／ｓｔａｎｄｂｙｃｏｎｔｒｏｌ；ｂｕｒｓｔｍｏｄｅｃｏｎｔｒｏｌ表１
主要损耗的近似计算公式
功率损耗近似计算公式ＭＯＳＦＥＴ关断损耗
ｆ
Ｔｒ
０
!ｉｓ
ｕｓ
ｄｔ
栅极驱动损耗Ｃｉｓｓｕ２ｇｓｆ／２磁芯损耗Ｋ０ｆαＢβＶ启动电阻损耗Ｕ２ｄｃ／Ｒ控制芯片功耗ＵｃｃＩｃｃ
表中：ｆ为变换器开关频率；ｉｓ，ｕｓ为ＭＯＳＦＥＴ关断过程中流过的电流和漏源极电压；Ｔｒ为ＭＯＳＦＥＴ关断时间；Ｃｉｓｓ为ＭＯＳＦＥＴ输入电容；ｕｇｓ为ＭＯＳＦＥＴ驱动电压；Ｋ０为损耗系数；Ｂ为磁芯磁感应强度；α，β为频率和磁感应损耗指数；Ｖ为磁芯体积；Ｕｄｃ为整流后直流母线电压；Ｒ为启动电阻。
由表可见，磁芯损耗、ＭＯＳＦＥＴ关断损耗、门极驱动损耗都与ｆ有关，降低ｆ可有效降低这些损耗。启动电阻损耗与Ｕ
ｄｃ
和Ｒ有关，增大Ｒ值可降低启动电阻损耗，但同时也要兼顾电路启动时间的要求。３Ｃｌａｓｓ－Ｅ谐振变换器待机控制策略
降低ｆ可以有效降低待机功耗，但在电压一定时，降低ｆ可能会导致磁芯饱和，所以Ｃｌａｓｓ－Ｅ谐振变换器采用间歇式（ＢｕｒｓｔＭｏｄｅ）待机控制模式［４－５］，其基本工作原理见图２。待机工作时，控制电路根据变换器输出功率的大小间歇式地封锁驱动信号。变换器传递的功率取决于驱动脉冲束的相对宽度。通过减小脉冲束的宽度或增加脉冲束间的距离，都可减小变换器的传递功率。在减小损耗方面，间歇式和降频是等效的，但间歇式待机控制本身的开关频率不变，不存在磁元件因频率降低而出现的磁芯饱和问题。
图３示出该变换器的待机控制框图。通过检测输入电流来确定负载情况，判断是否进入待机工作。
通过检测Ｕ
ｏ
来确定合适的脉冲束宽度和脉冲距离，控制电路的传递功率。
图４示出待机控制时变换器的仿真波形。正常
工作时，电流检测信号Ｕ
Ａ
为高电平，无论电压检测
信号Ｕ
Ｂ是高电平还是低电平，信号Ｕ
Ｃ
都是高电平，
不封锁驱动信号。待机工作时，Ｕ
Ａ为低电平，当Ｕ
ｏ
低于额定电压时，Ｕ
Ｂ为高电平，当Ｕ
ｏ
高于额定电压
时，Ｕ
Ｂ为低电平。Ｕ
Ｄ
的电平与Ｕ
Ｂ
保持一致，间歇性
地封锁驱动信号。
４辅助电源低功耗设计和低功耗ＩＣ的选取
待机工作时，辅助电源部分的功耗，特别是启动
电阻的损耗是整个待机功耗中的一个重要部分。假设
Ｕｄｃ＝３７０Ｖ，若Ｒ＝１ＭΩ，则启动电阻损耗为０．１３７Ｗ。
在小功率充电应用领域中，该损耗占整个待机功耗
的比例非常大。因此辅助电源的低功耗设计对降低
整个待机功耗有着重要的意义。图５示出适用于
Ｃｌａｓｓ－Ｅ谐振变换器的一种低功耗辅助电源电路。
其工作原理是：启动时，Ｕ
ｄｃ
通过Ｒ
２
对Ｃ
４
充电，
直至Ｃ
４
两端电压高于ＶＳ
２
的门槛电压，ＶＳ
２
导通。
Ｕｄｃ通过Ｒ１快速对Ｃ２充电，直至控制电路开始正常
工作。然后主电路开始工作，当辅助绕组的电压达到
要求的电压时，ＶＱ
１
导通，使得ＶＳ
２
的ｕ
ｇｓ
低于门槛
电压，ＶＳ
２
关断。这时控制电路由辅助绕组供电，由
Ｒ２来承担直流母线的高压，由于Ｒ２＝１０ＭΩ，这样启
动电阻损耗很小。通过上述辅助电源的低功耗设计，
Ｃｌａｓｓ－Ｅ变换器既可实现快速启动，又可降低功耗。
制造控制芯片时有不同的半导体集成工艺，比如
Ｂｉｐｏｌａｒ，ＣＭＯＳ和ＢｉＣＯＭＳ，相应地芯片功耗也有所
不同。因此选取功耗低的控制芯片，有利于降低
Ｃｌａｓｓ－Ｅ变换器待机损耗。
５待机控制实验结果
按上述待机控制的设计方案，以Ｃｌａｓｓ－Ｅ谐振变
换器在小功率充电领域中的应用（９０～２６５Ｖ交流输
入６Ｖ／８００ｍＡ输出）为例，进行了待机控制设计和实
验验证。图６示出不同输入电压下ＭＯＳＦＥＴ的电压
波形。由图可见，待机工作时ＭＯＳＦＥＴ驱动信号被间
歇性地封锁，脉冲封锁频率为数百赫兹级，有效降低
了待机损耗，同时未被封锁的驱动信号频率仍保持
在５００ｋＨｚ左右，磁元件不会出现磁芯饱和问题。
（下转第５５页）Ｃｌａｓｓ－Ｅ
谐振变换器的待机控制设计
（上接第４７页）
电路输出电压纹波与输出电容值和脉冲封锁频率成反比，当采用很低的脉冲封锁频率来降低待机功耗时，有可能使输出电压纹波过大。因此为了保证待机功耗和输出电压纹波都能达标，选择Ｃ
ｏ
值和脉冲封锁频率就很重要。
实验中取Ｃ
ｏ
＝１００μＦ，待机脉冲封锁频率控制在
１００～２００Ｈｚ。图７示出不同输入电压下，Ｃｌａｓｓ－Ｅ变换器的输出电压波形。由图可见，在交流９０～２６５Ｖ的全范围输入内，Ｕ
ｏ
都能保持在５．７～６．３Ｖ，输出电压脉动小于５％。
图８示出Ｃｌａｓｓ－Ｅ谐振变换器空载损耗随ｕ
ａｃ变化的曲线。由图可见，不加待机控制时，变换器的空载功耗远大于０．３Ｗ；加待机控制后，谐振变换器的空载功耗在交流９０～２６５Ｖ全范围输入内都小于０．３Ｗ，符合业界０．３Ｗ的待机功耗要求。
６结论
针对Ｃｌａｓｓ－Ｅ谐振变换器在小功率充电领域的应用，提出了适用的待机控制设计方法。通过采用间歇式待机控制模式、低功耗辅助电源电路和低功耗控制芯片，使得变换器的待机功耗降到了０．３Ｗ以下，达到了业界０．３Ｗ的待机功耗要求。同时在交流９０～２６５Ｖ的全范围输入内，变换器的输出电压脉动都小于５％。
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为核心的并网逆变器控制系统。图６示出网侧相电
压ｅ
ａ与输出相电流ｉ
ａ
的波形。由图６ａ可见，其过零
点出现延迟，电流状态不稳定；由图６ｂ可见，此时电流跟踪状态良好，逆变器工作在负功率因数状态，馈网电流谐波含量低，逆变器向电网回馈有功功率。
７结论
提出了一种基于电流跟踪控制的并网逆变器控制策略。该控制策略直接以电网电压作为逆变器输出电流的参考信号，采用电流瞬时值反馈控制，其控制系统不仅结构简单，而且能够实现单位功率因数输出，减少了馈网电流对电网造成的谐波污染。重点分析了指令电流值的变化与输出电流之间的关系。仿真结果和实验结果均证明了该控制方法的正确性，具有一定的实用价值。
参考文献
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电流跟踪控制的风力发电并网逆变器研究
反激变换器课程设计报告
电力电子课程实习报告 班级：电气10-3班 学号： 10053303 姓名：李乐
目录 一、课程设计的目的 二、课程设计的要求 三、课程设计的原理 四、课程设计的思路及参数计算 五、电路的布局与布线 六、调试过程遇到的问题与解决办法 七、课程设计总结
一、课程设计的目的 （1）熟悉Power MosFET的使用； （2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的应用； （3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力。 二、课程设计的要求 本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反击式开关电源。 电源输入电压：220V 电源输出电压电流：12V/1.5A 电路板：万用板手焊。 三、课程设计原理 1、引言 电力电子技术有三大应用领域：电力传动、电力系统和电源。在各种用电设备中，电源是核心部件之一，其性能影响着整台设备的性能。电源可以分为线性电源和开关电源两大类。 线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压，其工作原理是在输入与输出之间串联一个可变电阻（功率晶体管），让功率晶体管工作在线性模式，用线性器件控制其“阻值”的大小，实现稳定的输出，电路简单，但效率低。通常用于低于10W的电路中。通常使用的7805、7815等就属于线性电源。 开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小），所以开关电源具有能耗小、效率高、稳压范围宽、体积小、重量轻等突出优点，在通讯设备、仪器仪表、数码影音、家用电器等电子产品中得到了广泛的应用。反激式功率变换器是开关电源中的一种，是一种应用非常广泛的开关电源。 2、基本反激变换器工作原理 基本反激变换器如图1所示。假设变压器和其他元件均为理想元器件，稳态工作下。
电流模式控制反激变换器反馈环路的设计
电流模式控制反激变换器反馈环路的设计 首先要搞清系统稳定所必需的几个条件： 系统稳定的原则： A,系统环路总增益在穿越频率（或叫剪切频率，截止频率，交越频率，带宽都是它）处的增益为1或0Db。高的穿越频率能保正电源快速响应线性和负载的突变，穿越频率受 到开关频率的限制，根据采样定理穿越频率必需小于开关频率的一半，因为开关频率可以在输出端开出来，但这个频率必须不被反馈环传递，否则系统将会振荡并如此恶性循环。实际应用中一般取开关频率的1/4或1/5。 B，在系统在穿越频率处的总相位延迟必需小于（360-45）315度。 45度为相位裕量。当相位裕量大于45度时，能提供最好的动态响应，高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间获得最少的过冲。 C，系统的开环增益曲线在穿越频率附近的斜率应为-1过0Db。 因为具有-1增益斜率的电路，相位延迟不会超过90度（这里指的是系统总的开环增益曲线）。 要满足上面的三个准则，必需知道如何计算系统中各环节的增益和相位延迟。要知道如何计算必需先搞清楚以下几个概念： 1．系统的传递函数：系统的传递函数定义为输出变动量除以输入变动量也叫增益。每一部份的传递函数均为该部份的输出除以输入，也叫该部份的增益。系统的增益即为各环节部份增益的乘积。增益可以用数值方式表示也可以用Db（分贝）方式表示。传递函数由幅值和相位因素组成（幅值也就是增益），并可以在博得图上分别以图形表示。通常我们要把传输函数因式分解成各因式相乘的形式，以便于得到零点各极点。2．极点：数学上，在传输函数方程中，当分母等于零时出现极点，在博得图上当增益以-1斜率开始递减时的点为一个极点。 3．零点：数学上，在传输函数方程中，当分子等于零时出现零点，在博得图上当增益以+1斜率开始递增时的点为零点，并伴随着90度的相位超前。第二种零点，即右半平面零点，增益仍以+1斜率递增，它将引起90度的相位滞后而非超前，设计时应使系统的穿越频率大大低于右半平面零点。 4．对数运算法则：两个数乘积的对数等于它们各自对数的和。所以只要将各部分增益表示为分贝后再将它们相加就可以得到系统的总增益。 5．数值与对数的相互转换计算： 例：0.5=20xlog0.5=-6Db -6Db=1/(10^(6/20))=0.5 分开来一步步的更容易理解：-6/20=-0.3, 10的-0.3次方就等于10 的0.3次方分之1，从而计算出数值。 在实际设计中我们实际是要确定431环节的3个量：（这里我们主要考虑2型误差放大器）A，431环节的放大倍数即增益；
倒立摆系统状态反馈控制器的设计全套设计论文
开题报告 电气工程及自动化 倒立摆系统状态反馈控制器的设计 一、综述本课题国内外研究动态，说明选题的依据和意义 倒立摆作为一个研究控制理论的实验装置，其系统具有高阶次、不稳定、多变量、非线性和强耦合等特性，现代控制理论的研究人员将它视为典型的研究对象，这是因为倒立摆的控制过程能有效地反映控制中的许多关键问题，问题、随动问题以及跟踪问题。并且可以不断从中发掘出新的控制策略和控制方法。二十世纪九十年代以来，更加复杂多种形式的倒立摆系统成为控制理论研究领域的热点。随着摆杆上端继续再铰链另外的摆杆，控制难度将不断增大。因此，多级倒立摆的高度非线性和不确定性，使其控制稳定成为控制界公认的难题。 许多新的控制理论，都通过倒立摆实验加以验证，如模糊控制、神经网络控制、拟人控制都受到倒立摆的检验。通过对倒立摆的控制，我们能用来检验新的控制方法是否有较强的处理非线性和不稳定性问题的能力。因此倒立摆具有重要的理论价值。该课题的研究一直受到国内外者的广泛关注，成为控制热门研究课题之一。 在国外，对倒立摆系统稳定控制的研究始于60年代，我国则从70年代中期开始研究。对倒立摆系统的研究，主要是对两个问题进行考虑。一个是如何使倒立摆起摆；另一个是如何使倒立摆稳定摆动。目前，对这两个问题的研究非常热门。很多学者已对这两个问题提出了不同的控制方法。 倒立摆起摆就是倒立摆系统从一个平衡状态转移到另一个平衡状态。在这个过程中既要起摆快速，又不能有过大的超调。倒立摆起始摆动有许多控制方法，其中最主要的是能量控制、最优控制、智能控制。目前有已有几种方法成功实现倒立摆的起摆控制，这些方法都是基于非线性理论的控制方法。 倒立摆稳定控制的研究也一样热门，且也有一定的成果。国内外专家学者根据经典控制理论与现代控制理论应用极点配置法，设计模拟控制器，先后解决了单级倒立摆与二级倒立摆的稳定控制问题。随着计算机的广泛应用，又陆续实现了数控二级倒立摆的稳定控制。目前对四级倒立摆的控制的研究也已经开始研究并取得了一定的成就。 用不同的控制方法控制不同类型的倒立摆，已经成为了最具有挑战性的课题
全谐振开关电源的原理
全谐振开关电源的原理 设计谐振变换器中的变压器 (design for an LLC resonant converter(transformer )设计全过程! 近段时间LLC谐振变换器备受关注,因为它优于常规的串联谐振变换器和并联谐振变换器:在负载和输入变化较大时,频率变化很小,且全负载范围内切换可实现零电压转换(ZVS), 下面我们就来讨论这种线路结构种的变压器设计. 当然在设计变压器之前还有些其它线路的设计,大概总结如下: a) 定义系统参数, 比如说目标效率. 输入电压范围等 b) 确定谐振网络的最大和最小电压增益 M min=Vro/Vinmax/2=Lm+n^2Llks/Lm=Lm+Llkp/Lm M max= Vin max/Vin min*M min c) 确定变压器圈数比(n=Np /Ns) n=Vin max/{2(Vo+2Vf)}*M min. d) 计算等效负载电阻(Rac) Rac={8n^2/(3.14)^2}*(Vo^2/Po)*Eff e) 设计谐振网络(一般在峰值增益上要有10-15%余量) Cr=1/2*3.14*Q*F0*Rac Lr=1/ (2*3.14*F0)^2*Cr Lp= (k+1)^2/(2k+1)*Lr 注:K值为: Lm/Llkp (激磁电感和初级漏磁电感之间的比)
下面进入主题-----设计变压器: 在设计变压器是应以最坏的情况来考虑,那么此案子是在最低的开关频率发生在最低的输入电压和满负载的情况下. 下面我们来计算原边(Np)最小圈数值.. Np min= n(V0+2Vf)/(2*Fs min* *Ae)-------△B:可以取0.25--0.3T. 然后,选择次级圈数,保证初级圈数大于Np min. Np =n*Ns>Np min 下面我们以一个实例来讨论LLC谐振变换器中的变压器具体设计: 首先根据Ap法算出大概需要的core size ,本例变压器选EER3541(Ae=107mm^2). 接下来再讨论最小的开关频率,在设计LLC谐振变压器时可以根据增益曲线可以从图表上查出,,,然后再按上述的公式来算初,次级的圈数.... 接下来就是和我们普通的变压器设计流程一样.... 下一步是来讨论变压器的构造... 因为LLC 谐振变换器是充分利用变压器的Lp,Lr..故在结构设计中应该留心... 刚有谈到LLC谐振变换器是充分利用变压器的Lp,Lr,则1在设计时需要一个相对较大的Lr值.我们一般可以采用一种可组合线轴.以获得理想的Lr值... 这种结构,线圈数和绕线结构是决定Lr大小的主要因素,而变压器的磁心气隙长度不会影响Lr太多...但,我们可以通过调整气隙长度来轻松控制Lp.. 最后我们来选择谐振电容.... 大家都知道,在选择谐振电容时必须考虑额定电流,因为会有相当数量的电流流经电容... 通过谐振电容器的均方根可表示为: Icr (rms)=√ {(3.14*Io/2√2n)^2 }+ {n(Vo+2*Vf)/4√2FoLm}^2
(完整版)50W反激变换器的设计
50W反激变换器的设计(CCM) 电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac 输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n 设定最大占空比: D=0.45 工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS 最大磁通密度: B=0.2 则主功率管开通时间为： Ton=T*D=10uS*0.45=4.5uS 选择变压器的磁芯型号为EER2834 磁芯的截面积：Ae=85.5mm 最低输入电压: Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有： Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Toff ( 设定整流管压降为1V ） 变压器的匝比n: n = 13.67 设定电源工作在连续模式Ip2 = 0.4 * Ip1 0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η ( 设定电源的效率η为0.8 ） Ip1 = 1.98 A Ip2 = 0.79 A 变压器的感量 L = ( Vin * Ton ) / ( Ip1 – Ip2 ) = 379 uH 变压器的初级匝数 Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 27 T 变压器的次级匝数Ns = Np / n = 2 T 变压器的实际初次级匝数可以取 Np = 27 T Ns = 2 T 重新核算变压器的设计 最大占空比：Vin * D = n * ( V o + Vf ) * ( 1 – D ) D = 0.447 最大磁通密度：Bmax = ( Vin * Ton ) / ( Np * Ae ) Bmax = 0.195 T 初级电流Ip1 和Ip2： 0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η Ip2 + ( Vin * Ton ) / L = Ip1 Ip1 = 1.99 A Ip2 = 0.8 A Ip_rms = 0.93A 次级电流Is1和Is2 Is1 =Ip1*n=26.87A Is2=Ip2*n =10.8A Is_rms = 12.56A 次级电压折射到初级的电压 V or = n * ( V o + Vf ) = 81V 初级功率管Mosfet 的选择 Vmin = (√2 * 264 + V or +50 ) / 0.8 = 630 V Ip_rms = Ip_rms / 0.8 = 1.16 A ( 设定应力降额系数为0.8 ） 可以选择Infineon 的IPP60R450E6 次级整流管Diode 的选择 Vmin = (√2 * 264 / n + 5 +15 ) / 0.8 = 60 V Is_rms = Is_rms / 0.8 = 15.7 A ( 设定应力降额系数为0.8,噪音为15V ） 可以选择IR 的30CTQ060PBF 输出电容的选择 设定输出电压的纹波为50mv 输出电流的交流电流： Isac_rms = 0.5 * ( Is1 + Is2 ) * √D * ( 1- D ) Isac_rms = 9.36A Resr = Vripple / Isac_rms = 5.34 mohm 选择Nichicon 电容HD 系列6.3V/3900uF 四个并联使用50W反激变换器的设计(DCM) 电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac 输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n 设定最大占空比: D=0.3 工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS 最大磁通密度: B=0.2 则功率管开通时间：Ton=T*D=10uS*0.3=3uS 假设关断时间：Toff=7uS，Tr=4uS 选择变压器的磁芯型号为EER2834 磁芯的截面积：Ae=85.5mm 最低输入电压: Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有： Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Tr ( 设定整流管压降为1V ） 变压器的匝比n: n = 12.53 设定电源工3作在续模式Io = Tr/T * Ip2 Ip2=Io*T/Tr=25A Ip1 = Ip2/n=1.99 A 变压器的感量 L = ( Vin * Ton ) / Ip1 = 151 uH 变压器的初级匝数 Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 18 T 变压器的次级匝数 Ns = Np / n = 1.4 T=2T 变压器的实际初次级匝数可以取 Ns = 2 T Np=Ns * n=25.1T=26T 开关电源一次滤波大电解电容 开关电源决定一次侧滤波电容，主要影响电源的性能参数为输出低频交流纹波与保持时间. 滤波电容越大，电容器上的Vin(min)越高，可以输出较大功率的电源，但相对价格也提高了。 输入电解电容计算方法(举例说明)： 1.因输出电压12V 输出电流2A, 故输出功率：Pout=V o*Io=1 2.0V*2A=24W。 2.设定变压器的转换效率约为80%，则输出功率为24W的 电源其输入功率：Pin=Pout/效率=W W 30 % 80 24 =. 3.因输入最小交流电压为90V AC，则其直流输出电压为：Vin=90*1.2=108Vdc 故负载直流电流为：I= Vin Pin =A Vac W 28 .0 108 30 = 4.设计允许的直流纹波电压V ?/V o=20%，并且电容要维持电压的时间为1/4周期t（即半周期的工频率交流电压在约 是4ms，T= f 1 = 60 1 =0.0167S=16.7 ms）则： C=uF V t I 9. 51 6. 21 10 * 4 * 28 .0 *3 = = ? - 故实际选择电容量47uF. 5.因最大输入交流电压为264Vac，则最高直流电压为:V=264*2=373VDC. 实际选用通用型耐压400Vdc的电解电容,此电压等级,电容有95%的裕度. 6.电容器的承受的纹波电流值决定电容器的温升,进而决定电容器的寿命.(电容器的最大纹波电流值与其体积,材质有关.体积越大散热越好耐受纹波电流值越高)故在选用电容器要考虑实际纹波电流值＜电容器的最大纹波电流值. 7.开关源元器件温升一般较高,通常选用105℃电容器,在特殊情况无法克服温升时可选用125℃电容器. 故选用47uF,400v, 105℃电解电容器可以满足要求(在实际使用时还考虑安装机构尺寸,体种大小,散热环境好坏等)
第8章谐振开关型变换器
电力电子学 ——电力电子变换和控制技术（第二版） 第 8 章 谐振开关型变换器
8 谐振开关型变换器 8.1 硬开关、LC缓冲软开关和LC谐振零开关基本特性8.2 谐振开关型变换器的类型 8.3 谐振开关型零电压开通（ZVS）变换器 8.4 谐振开关型零电流关断（ZCS）变换器 8.5 直流环节并联谐振型逆变器PRDCLI 小结
?硬开关过程 ?开通（A→B →C）：在v T =V D下i T从0→Io，然后 在i T =Io下v T从V D→0 ，P on=v T i T大。 ?关断（C→B →A ）：在i T=Io下v T从0→V D，然后 在v T =V D下i T从Io→0，P off= v T i T大。 V D V T +- T D o L f I o C f R V o + - i f=I o C Q E B A P i T I o O V Q V D V CEP v T 硬开通：A－B－C 硬关断：C－B－A 图8.1(a) 硬开关电路开关轨迹
?有LC 缓冲器的软开关过程 ? 开通（ A →Q →E →C ）：L S 使工作点从A→Q，在v T ＝ V Q 河南工业大学《现代控制理论》实验报告 专业: 自动化 班级: F1203 姓名: 蔡申申 学号:201223910625完成日期：2015年1月9日 成绩评定: 一、实验题目： 状态反馈控制器设计 二、实验目的 1. 掌握状态反馈和输出反馈的概念及性质。 2. 掌握利用状态反馈进行极点配置的方法。学会用MATLAB 求解状态反馈矩阵。 3. 掌握状态观测器的设计方法。学会用MATLAB 设计状态观测器。 三、实验过程及结果 1. 已知系统 u x x ??????????+??????????--=111100020003. []x y 3333 .02667.04.0= （1）求解系统的零点、极点和传递函数，并判断系统的能控性和能观测性。 A=[-3 0 0;0 2 0;0 0 -1];B=[1;1;1];C=[0.4 0.266 0.3333]; [z p k]=ss2zp(A,B,C,0) 系统的零极点： z = 1.0017 -1.9997 p = -3 -1 2 k = 0.9993 [num den]=ss2tf(A,B,C,0) num = 0 0.9993 0.9973 -2.0018 den = 1 2 -5 -6 系统的传递函数： G1=tf(num,den) G1 = 0.9993 s^2 + 0.9973 s - 2.002 ----------------------------- s^3 + 2 s^2 - 5 s - 6 Continuous-time transfer function. Uc=ctrb(A,B); rank(Uc) ans = 3 满秩，系统是能控的。 Vo=obsv(A,C); rank(Vo) ans = 3 满秩，系统是能观的。 （2）分别选取K=[0 3 0]，K=[1 3 2]，K=[0 16 /3 –1/3]（实验中只选取其中一个K为例）为状态反馈矩阵，求解闭环系统的零点、极点和传递函数，判断闭环系统的能控性和能观测性。它们是否发生改变?为什么？ A=[-3 0 0;0 2 0;0 0 -1];B=[1;1;1];C=[0.4 0.266 0.3333];K=[0 3 0]; [z p k]=ss2zp(A-B*K,B,C,0) z = 1.0017 -1.9997 p = -3 -1 -1 k = 0.9993 [num den]=ss2tf(A-B*K,B,C,0);G2=tf(num,den) G2 = 反激变换器拓扑的电路设计 1．介绍反激变换器拓扑在5W到150W的小功率场合中得到广泛的应用。这个拓扑的重要优点是在变换器的输出端不需要滤波电感，从而节约了成本，减小了体积。在以往一些中文参考资料的叙述中，由于同时涉及电路和磁路的设计，容易造成设计过程中的混乱，反激变换器电路本身的一些特性却没有得到应有的体现。在文中，介绍了反激变换器的基本工作原理，对不连续模式反激变换器的设计过程，各参数之间的决定关系作了简练而准确的描述。由于电路设计和磁路设计分别介绍，对读者掌握反激变换器的设计有很好的帮助。 2．不连续模式反激变换器的基本原理反激变换器在开关管导通期间，变压器储能，负载电流由输出滤波电容提供。在开关管关断期间，储存在变压器中的能量转换到负载，提供负载电流，同时给输出滤波电容充电，并补偿开关管导通期间损失的能量。 图1a是反激变换器的基本拓扑。图中有两个输出电路，一个主输出和一个从输出。负反馈闭合环路采样主输出电压V om。V om的采样值与参考值比较，输出的误差信号放大信号控制Q1的导通时间脉冲，使得V om的采样值在电网和负载变化时等于参考电压，从而稳定输出电压。从输出跟随主输出得到相应的调节。 电路的工作过程如下：当Q1导通，所有线圈的同名端（带）相对于非同名端（不带）是负极性。输出整流二极管D1和D2反向偏置，输出负载电流由输出滤波电容C1和C2提供。 在Q1导通期间，Np上施加了一个固定的电压（Vdc-1）（这里假设开关管的导通压降是1V），并且流过以斜率dI/dt=（Vdc-1）Lp线性上升的电流，这里Lp是原边的磁化电感。在导通时间的最后，原边电流上升到Ip=（Vdc-1）Ton/Lp。这个电流代表电感上储存的能量为 （1） 这里E单位焦耳，Lp单位亨，Ip单位安培 当Q1关断，磁性电感上的电流强制使所有线圈上的极性反向。假设这时没有从次级绕组， VF 变换器设计 姓 名 学 号 院、系、部 班 号 完成时间 ※ ※※※※※※※ ※ ※ ※ ※※ ※ ※ ※※※※※ ※※※※ 2013级 模拟电子技术课程设计 摘 要 电压/频率变换器的输入信号频率 f 。0 与输入电压 V i 的大小成正比，输入控制电压 V i 常为直流电压，也可根据要求选用脉冲信号做为控制电压，其输出信号可为正弦波或者脉冲波形电压。 本次课程设计利用输入电压的大小改变电容的充电速度，从而改变振荡电路的振荡频率，故采用积分器作为输入电路。积分器的输出信号去控制电压比较器或者单稳态触发器，可得到矩形脉冲输出，由输出信号电平通过一定反馈方式控制积分电容恒流放电，当电容放电到某一域值时，电容C 再次充电。由此实现V i 控制电容充放电速度，即控制输出脉冲频率。 关键词：电压变换器 积分器 单稳态触发器 目录 第1章设计任务与要求 (1) 第2章方案与论证 (1) 2.1 VF变换器设计思路 (1) 2.2 原理框图设计 (1) 第3章单元电路设计与参数计算 (2) 3.1 积分器设计 (2) 3.2 单稳态触发器设计 (3) 3.3 电子开关设计 (3) 3.4 恒流源电路设计 (4) 3.5 元件参数计算 (4) 3.6 主要元件参数 (5) 第4章仿真与调试 (6) 4.1 仿真电路 (6) 4.2 电路调试 (6) 4.3 调试结果 (7) 第5章结论与心得 (10) 5.1 结论 (10) 5.2 心得体会 (10) 参考文献 (10) 第1章 设计任务与要求 （1）设计一个振荡频率随外加控制电压变化的压控振荡器。 （2）输入外加控制电压信号为直流电压，输出信号频率为0f ，0f 与输入电压幅 度成正比。 （3）输入信号为矩形脉冲信号。 （4）输入电压的变化范围为0-10V 。 （5）0f 的变化范围为0-10kHz 。 （6）转换精度小于1%。 第2章 方案与论证 2.1 VF 变换器设计思路 （1）利用输入电压的大小改变电容器的充电速度，从而改变振荡器的振荡频率，可采用积分电路作为输入电路。积分器可由集成运算放大器和RC 元件组成。 （2）积分器的输出信号控制电压比较器、施密特触发器、单稳态触发器等，可得到矩形脉冲输出。 （3）输出信号电压通过一定反馈方式控制积分电容恒流放电，从而使积分电容的充放电速度控制了输出脉冲信号的频率，实现V/F 变换。 2.2 原理框图设计 图2-1 原理结构图输入 积分器 单稳态转换器 输出 恒流源 电子开关 《开关电源》笔记 三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1， 电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3， 功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。 那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4， 周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26， 最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式 避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。 确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值 负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值 基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。 在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。 直流稳压电源设计报告 摘要 本作品采用了boost拓扑，利用电感、场效应管和二极管完成了升压的功能，利用Tl494,和IR2110进行反馈控制。并加上前期的整流滤波电路，实现可以用从市电开始转换。本作品基本实现了题目的功能，实现了30V到36V，2A的输出。 一、方案比较论证 1.主拓扑方案的论证 方案一：采用反激式变换器。反激式变换器适合小功率的输 出，输入电压大范围波动时，仍可以有较稳定的输出，并且 可以实现带隔离的DC/DC变换，但其中的反激式变压器设计 比较复杂，且整体效率较低。 方案二：采用boost变换器，boost是一种斩波升压变换器， 该拓扑效率高，电路结构简单，参数设计也比较容易。 方案三：采用SPICE变换器，开关环路的对称性使其可以达 到较高效率，电感的适当耦合也可以尽量减小纹波。但该方 案成本较高，对电容电感值要求较高，检测和控制电路较为 复杂。 为节约成本，并从简单考虑，本作品选用方案二。 2.控制反馈方案的选择 方案一：系统由Boost模块实现升压任务，各模块所需PWM 信号的由单片机提供，单片机AD采集实时输出量，经运算 后通过改变占空比调整模块工作状态。该方案电路最简单， 各种控制灵活，缺点有单片机运算量过大，开关信号占空比 受单片机限制，浮点运算的时延影响电路跟随，另外单片机 容易受到功率管开关干扰而失灵。 方案二：使用振荡器、比较器产生PWM波，由负反馈电路 实现输出控制，单片机负责状态切换和测量显示，该方案原 理易于理解，但自己装调的PWM电路在开关时容易出现振 铃毛刺，直接影响了系统效率，并且要完善反馈控制对回馈 信号要求较高。 方案三：借用现有成熟PWM控制器，该类集成电路输出波 形好，工作稳定，都具备至少一个反馈控制引脚，按照厂商 提供的典型电路就可装调出应用电路。但这类电路一般针对 专用场合设计，借用时需要较多设计计算，特别是该类芯片 的反馈有极高的控制灵敏度，在单片机参与时需要较多改动。 本作品采用方案三。 二、理论分析和计算 1．电路设计与分析 （1）提高效率的方法 Chapter5 状态反馈控制器设计 控制方式有“开环控制”、“闭环控制”。“开环控制”就是把一个确定的信号（时间的函数）加到系统输入端，使系统具有某种期望的性能。然而，由于建模中的不确定性或误差、系统运行过程中的扰动等因素使系统产生一些意想不到的情况，这就要求对这些偏差进行及时修正，这就是“反馈控制”。在经典控制理论中，我们依据描述控制对象输入输出行为的传递函数模型来设计控制器，因此只能用系统输出作为反馈信号，而在现代控制理论中，则主要通过更为广泛的状态反馈对系统进行综合。 通过状态反馈来改变和控制系统的极点位置可使闭环系统具有所期望的动态特性。利用状态反馈构成的调节器，可以实现各种目的，使闭环系统满足设计要求。参见138P 例5.3.3，通过状态反馈的极点配置，使闭环系统的超调量%5≤p σ，峰值时间（超调时间）s t p 5.0≤，阻尼振荡频率10≤d ω。 5.1 线性反馈控制系统的结构与性质 设系统),,(C B A S =为 Bu Ax x += Cx y = （5-1） 图5-1 经典控制-输出反馈闭环系统 经典控制中采用输出(和输出导数)反馈（图5-1）： v Fy u +-= F 为标量，v 为参考输入 （5-2） Bv x BFC A v Fy B Ax Bu Ax x +-=+-+=+=）（）（ 可见，在经典控制中，通过适当选择F ，可以利用输出反馈改善系统的动态性能。 现代控制中采用状态反馈（图5-1）： v Kx u +-=，n m K ?~ （K 的行=u 的行，K 的列=x 的行）称为状态反馈增益矩阵。 状态反馈后的闭环系统),,(C B A S K K =的状态空间表达式为 Bv x A Bv x BK A x K +=+-=)( Cx y = （5-3） 式中： BK A A K -≡ （5-4） 第8章 软开关技术 1．高频化的意义是什么？为什么提高开关频率可以减小滤波器的体积和重量？为什么提高关频率可以减小变压器的体积和重量？ 答：高频化可以减小滤波器的参数，并使变压器小型化，从而有效的降低装置的体积和重量。使装置小型化，轻量化是高频化的意义所在。提高开关频率，周期变短，可使滤除开关频率中谐波的电感和电容的参数变小，从而减轻了滤波器的体积和重量；对于变压器来说，当输入电压为正弦波时，U =4.44.f .N .B .S ，当频率f 提高时，可减小N 、S 参数值，从而减小了变压器的体积和重量。 2．软开关电路可以分为哪几类？其典型拓扑分别是什么样子的？各有什么特点？ 答：根据电路中主要的开关元件开通及关断时的电压电流状态，可将软开关电路分为零电压电路和零电流电路两大类；根据软开关技术发展的历程可将软开关电路分为准谐振电路，零开关PWM 电路和零转换PWM 电路。 准谐振电路：准谐振电路中电压或电流的波形为正弦波，电路结构比较简单，但谐振电压或谐振电流很大，对器件要求高，只能采用脉冲频率调制控制方式。 S L r C r V D L S VD L r L C r 零电压开关准谐振电路的基本开关单元 零电流开关准谐振电路的基本开关单元 零开关PWM 电路：这类电路中引入辅助开关来控制谐振的开始时刻，使谐振仅发生于开关过程前后，此电路的电压和电流基本上是方波，开关承受的电压明显降低，电路可以采用开关频率固定的PWM 控制方式。 S L r C r VD L S 1 S VD L r L C r S 1 零电压开关PWM 电路的基本开关单元 零电流开关PWM 电路的基本开关单元 零转换PWM 电路：这类软开关电路还是采用辅助开关控制谐振的开始时刻，所不同的是，谐振电路是与主开关并联的，输入电压和负载电流对电路的谐振过程的影响很小，电路在很宽的输入电压范围内并从零负载到满负载都能工作在软开关状态，无功率的交换被消减到最小。 S L r VD L S 1 C r V D 1 L r C r S 1 S VD VD 1L 零电压转换PWM 电路的基本开关单元 零电流转换PWM 电路的基本开关单元 【最牛笔记】大牛开关电源设计全过程笔记！ 反激变换器设计笔记 1、概述 开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。 基本的反激变换器原理图如图1 所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W～60W）开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。 2、设计步骤 接下来，参考图2 所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器 1.Step1：初始化系统参数 ------输入电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC ------电网频率：fline（国内为50Hz） ------输出功率：（等于各路输出功率之和） ------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率，估算输入功率： 对多路输出，定义KL（n）为第n 路输出功率与输出总功率的比值： 单路输出时，KL（n）=1. 2. Step2：确定输入电容Cbulk Cbulk 的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压（85～265VAC），取2～3μF/W；对窄范围输入电压（176～265VAC），取1μF/W 即可，电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。 一般在整流后的最小电压Vinmin_DC 处设计反激变换器，可由Cbulk 计算Vinmin_DC： 3. Step3：确定最大占空比Dmax 反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM 模式常被推荐使用在高压小电流输出的场合。 控制工程学院课程实验报告： 现代控制理论课程实验报告 实验题目：状态反馈控制系统的设计与实现 班级自动化（工控）姓名曾晓波学号2009021178 日期2013-1-6 一、实验目的及内容 实验目的： （1 ）掌握极点配置定理及状态反馈控制系统的设计方法； （2 ）比较输出反馈与状态反馈的优缺点； （3 ）训练程序设计能力。 实验内容： （1 ）针对一个二阶系统，分别设计输出反馈和状态反馈控制器；（2 ）分别测出两种情况下系统的阶跃响应； （3 ）对实验结果进行对比分析。 二、实验设备 装有的机一台 三、实验原理 一个控制系统的性能是否满足要求，要通过解的特征来评价，也就是说当传递函数是有理函数时，它的全部信息几乎都集中表现为它的极点、零点及传递函数。因此若被控系统完全能控，则可以通过状态反馈任意配置极点，使被控系统达到期望的时域性能指标。 闭环系统性能与闭环极点（特征值）密切相关，在状态空间的分析和综合中，除了利用输出反馈以外，主要利用状态反馈来配置极点，它能提供更多的校正信息。 (一) 利用状态反馈任意配置闭环极点的充要条件是：受控系统可控。 设（ ）受控系统的动态方程为 状态向量x 通过状态反馈矩阵k ，负反馈至系统参考输入v ，于是有 这样便构成了状态反馈系统，其结构图如图1-1所示 图1-1 状态反馈系统结构图 状态反馈系统动态方程为 闭环系统特征多项式为 ()()f I A bk λλ=-+ （1-2） 设闭环系统的期望极点为1λ，2λ，…，n λ，则系统的期望特征多项式 x b v u 1 s C A k - y x & 为 )())(()(21*n f λλλλλλλ---=Λ （1-3） 欲使闭环系统的极点取期望值，只需令式（1-2）和式（1-3）相等，即 )()(* λλf f = （1-4） 利用式（1-4）左右两边对应λ的同次项系数相等，可以求出状态反馈矩阵 []n k k k Λ 2 1 =k (二) 对线性定常连续系统∑(),若取系统的输出变量来构成反馈,则所得到的闭环控制系统称为输出反馈控制系统。输出反馈控制系统的结构图如图所示。 开环系统状态空间模型和输出反馈律分别为 H 为r ＊m 维的实矩阵,称为输出反馈矩阵。 则可得如下输出反馈闭环控制系统的状态空间模型: 输出反馈闭环系统可简记为H(),其传递函数阵为: (s)()-1B B ? A C H y - x u v + + + x ' 开环系统 A B C H '=+?? =?=-+x x u y x u y v ()A BHC B C '=-+??=? x x v y x 个人收集整理 仅供参考学习 (7-1) 1 / 10 第七章谐振软开关技术 随着电力电子器件的高频化，电力电子装置的小型化和高功率密度化成为可能。然而 如果不改变开关方式，单纯地提高开关频率会使器件开关损耗增大、效率下降、发热严重、 电磁干扰增大、出现电磁兼容性问题。 80年代迅速发展起来的谐振软开关技术改变了器件 的开关方式，使开关损耗可原理上下降为零、 开关频率提高可不受限制，故是降低器件开关 损耗和提高开关频率的有效办法。 本章首先从PWM 电路开关过程中的损耗分析开始， 建立谐振软开关的概念； 再从软开 关技术发展的历程来区别不同的软开关电路， 最后选择零电压开关准谐振电路、 零电流开关 准谐振电路、零电压开关 PWM 电路、零电压转换PWM 电路和谐振直流环电路进行运行原 理的仔细分析，以求建立功率器件新型开关方式的概念。 文档收集自网络，仅用于个人学习 7.1谐振软开关的基本概念 7.1.1开关过程器件损耗及硬、软开关方式 无论是DC — DC 变换或是DC — AC 变换，电路多按脉宽调制（PWM ）方式工作，器件 处于重复不断的开通、 关断过程。由于器件上的电压 "、电流-会在开关过程中同时存在， 因而会出现开关功率损耗。以图 7-1（ a ）Buck 变换电路为例，设开关器件 VT 为理想器件， 关断时无漏电流，导通时无管压降，因此稳定通或断时应无损耗。 文档收集自网络，仅用于个人学 7-1 （b ）为开关过程中 VT 上的电压、电流及损耗 /的波形，设负载电流L 恒 当VT 关断时，负载电流- 一改由续流二极管 VD 提供。若再次触发导通 VT ，电流从VD ，直至J' -.1' 才下降为零。这 样就产 向VT 转移（换流），故-工期间「上升但- J'-- 生了开通损耗 儿：。当停止导通 VT 时，"从零开始上升，在 U T = E * 图7-1 Buck 变换电路开关过程波形 LLC型串并联谐振变换器参数分析与运用 0 引言 随着现代电力电子技术的发展，开关电源向着高频化、集成化、模块化方向发展。提高开关频率能减小体积，提高功率密度及可靠性，平滑变化的波形和较小的电压/电流变化率也有利于改善系统的电磁兼容性，降低开关噪声。功率谐振变换器以谐振电路为基本的变换单元，利用谐振时电流或电压周期性的过零，从而使开关器件在零电压或零电流条件下开通或关断，以实现软开关，达到降低开关损耗的目的，进一步提高频率，因此得到了重视和研究。 l 谐振电路谐振网络通常由多个无源电感或电容组成，由于元件个数和连接方式上的差异，常见实用的谐振变换器拓扑结构大致分为两类：一类是负载谐振型，另一类是开关谐振型。负载谐振型变换器是一种较早提出的结构，注重电源电压转换比特性的改善，按照谐振元件的谐振方式可分为串联谐振变换器、并联谐振变换器以及两者结合产生的串并联谐振变换器。 1 . 1 串联谐振 由于是串联分压方式，其直流增益总是小于1,类似BUCI变换器；轻 载时为稳住输出电压，必须提高开关频率，在轻载或空载的情况下，输出电压不可调，输入电压升高使系统的工作频率将越来越高于谐振频率，而谐振频率增加，谐振腔的阻抗也随之增加，这就是说越来越多的能量在谐振腔内循环而不传递到副边输出；但在负载串联谐振中，流过功率器件的电流随着负载变轻而减小，使通态损耗减小。 1 . 2 并联谐振 输出端可以开路但不能短路，会损坏谐振电容，并且过大的原边回路电流对开关器件及电源都会产生冲击；轻载时，不需通过大幅改变频率来稳住输出电压，与串联谐振相比变换器工作范围更大，可工作至空载；当轻载时输入电流变化不大，开关管的通态损耗相对固定，在轻载时的效率比较低，较为适合工作于额定功率处负载相对恒定的场合。 1 . 3 串并联谐振 输出电压可高于或低于电源电压，且负载变化范围宽，是目前研究领域中较主流的结构。 2 谐振参数分析 2．1 电路拓扑 图1为LLC型串并联半桥谐振变换器电路，主开关管S1和S2是固定0. 5占空比互补导通，Lr、Cr与变压器的并联电感Lm构成LLC谐振网络，整流二极管直接连接到输出电容上。 LLC有两个谐振谐振频率，分别为Lm与Lr、Cr产生的串并联谐振频率以及Lr 和Cr 产生的串联谐振频率。 2．2 参数影响 LLC谐振变换器是在串联/并联谐振变换器的基础上改进而来，由于较 前两者多了一个谐振元件其设计运用也变得复杂。根据交流分析法得到LLC谐现代控制理论实验五、状态反馈控制器设计河南工业大学
反激变换器拓扑的电路设计
VF变换器设计报告
开关电源学习笔记(含推导公式)
boost变换器设计报告
状态反馈控制器设计习题
第8章 软开关技术
反激设计最牛笔记
状态反馈控制系统的设计与实现
第七章谐振软开关技术
LLC型串并联谐振变换器参数分析与运用.