GMR_1下行突发信号基带解调同步算法的初步研究

第七届卫星通信新技术新业务年会
2011.3
GMR-1 下行突发信号基带解调同步算法的初步研究
刘洋 李斌 彭宏波 吴建军
（北京大学信息科学技术学院 卫星与无线通信实验室）
摘要：本文针对同步轨道（GEO）卫星移动通信系统，讨论了一种下行突发信号基带解调同步算 法。该方法解决基带部分存在的同步参数估计问题，设计方法简单，满足了系统要求。 关键词：突发信号，突发捕获，载波频率估计，载波相位估计
1. 引言
对于一个区域性的同步轨道卫星通信系统，主要分为空间段、地面段和用户终端三个组成部分。 用户终端 UT 向用户提供和卫星系统的接口来获取服务。终端除手持机模式外，还包括车载、船载和 固定终端。本文所描述的 GEO 卫星通信系统是参照 GMR-1 协议标准设计的，各个用户终端与系统中 心站是通过 TDMA 突发的方式传输数据的。对突发信号而言，如何判断某个突发的起始，以及针对经 过中频下变频后混入的残余频差相差的信号快速准确的恢复为原始信号就成为基带解调的关键问 题。而本文正是旨在这个背景下提出了手持终端的基带算法。 本文首先对 GEO 卫星移动通信系统，突发数据格式做了简要叙述；接着，介绍手持终端基带解 调算法流程，提出两种基于样本瞬时相位的载波频率估计算法，并作出分析。第三，介绍基带解调 算法的设计，包括三个方面：突发信号的捕获，残余频率偏差的估计算法，残余相位偏差的估计算 法；最后，对本文所采用算法做了展望。
2. 系统概述
2.1 系统结构 GEO 卫星移动通信系统是参照 GMR-1 协议标准设计的。其系统结构如图 1 所示。GEO 系统涉及两 个频率波段，1 个为 L 波段，在卫星与终端之间使用，带宽小于 34MHz；另一个为 Ku 波段，在卫星 与地面信关站之间使用，带宽为 250 MHz。GEO 卫星通信系统采用频分多址/时分多址（FDMA/TDMA）
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体制，一方面易于与地面蜂窝网 GSM 相兼容，另一方面易于实现星上处理，完成信道、频率、波速 的变换和分配。不同点在于本文 GEO 卫星通信系统是在 S 波段进行数据传输的。
图 1 GMR-1 卫星移动通信系统结构
2.2 突发结构 本 TDMA 系统中一帧时间是 40ms，每帧又划分为为 24 个时隙。系统的突发是由不同长度的连续 时隙所组成。每一种突发由保护比特、加密数据比特、独特字和状态域比特组成。由于不同发送端 之间不可能通过全网定时保证时隙的精确对准，为了保护每个突发间不会因为时间误差而重叠，在 每个突发前后增加了 5bit 保护比特；加密比特是需要传递的数据；独特字用于基带解调参数恢复算 法当中；状态域比特存放了物理层信息。 每种突发具体格式各不相同，但基本结构相同。下行突发数据格式示意图如下表格所示。自相 关良好的独特字分布在突发中，由协议给出。
具体说明以控制信道中 DC2 突发结构为例，2 时隙下行链路控制（DC2）突发包含下列比特：
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比特数（BN） 0－4 5－56 57－70 71－150 151－155
域 5 52 14 80 5
长
域内容 保护比特 加密比特 e0—e51 独特字 加密比特 e52－e131 保护比特
定义
段 （低） 段
2 时隙下行链路控制（DC2）突发 14 比特样本是： （BN57,BN58…BN70）＝（00－01－11－10－00－10－00）
3. 载波估计算法方案选择
3.1 解调算法流程 接收到的下行数据通过下变频后需要进行基带解调恢复原始信息也及基带接收机最终的目的是 借助判决恢复出与参考参数无关的发送数据序列，这样做的前提是精确的估计出参数。因此，估计 参数的功能在数据通信系统中是至关重要的，这个功能被称为同步。同步算法的实现对系统总体性 能有相当大的影响。在本 GEO 卫星通信系统中所涉及的同步算法主要包括突发定时捕获、载波频率 同步和载波相位同步。 突发定时捕获：是对接收到的过采样基带信号以突发的方式进行存储并通过相关计算判决突发 类型，准确判断突发的起始位置，并且获得最佳采用点。如图 2 第一个方块所示。 载波频率估计算法：如图所示，从符号定时校正后的数据首先被送入缓存器，然后用频偏估计 算法处理缓存的数据得到频偏估计值，使用开环方法即使用 CNCO(complex numerical—— control oscillator)和复数乘法器对缓存的数据进行校正。 载波相位估计算法：如图所示，经过频偏校正的数据，进一步由相位估计算法处理得到相位估 计，相位校正过程和频偏校正过程类似，即使用 CNCO 和复数乘法器去掉接收基带信号的相位旋转。 通过以上同步处理过程就可以恢复与参数无关的数据了。
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图 2 系统同步算法示意图 在众多的载波同步算法中，通常根据译码角度的不同分为数据辅助（DA）和非数据辅助（NDA） 方式的同步算法。 前者应用在有已知前导字场合， 从而降低设计难度， 同时也牺牲了系统传输效率 。 非数据辅助（NDA）方式的同步算法应用在没有已知数据和可靠的判决下，只有依靠估计理论。与数 据辅助（DA）方式的同步算法比较存在较大的性能缺失。在本文所描述的 GEO 卫星通信系统所采用 的载波同步算法正是根据突发中存在的 UW（独特字）这一特点，采用数据辅助方式实现的。 3.2 载波估计算法选择 本文提出了两种基于样本瞬时相位的频率估计算法并进行简单分析，为了便于观察，两者的区 别以表格的方式给出： 方案一：估值公式 优点 由反正切函数值 域范围， 可得到每 先求出各辐角值，再进行累加 缺点 在 SNR 较大时，噪声 辐角近似为高斯白噪
个频率估值范围， 声，可以通过累加平 从而使累加后的 频率估计范围扩 大。 均噪声。SNR 较小时， 噪声辐角不能再近似 为高斯白噪声，会影 响精度。
方案二：估值公式
优点 先通过累加平衡 噪声， 提高了精度
缺点 累加后再求辐角，频 偏范围会有到反正切 函数置于影响受限
先累加，再求辐角
注：上面公式中符号含义在第 4 部分给出，其中 L 代表突发中独特字个数,M 代表独特字在突发 中的组数。
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4. 基带解调算法方案
TDMA 系统中的同步估计算法通常会采用前馈方式处理。这种方式通常能够非常快速利用最佳检 测方法，便于硬件实现。本文的同步算法的实现正是基于此种方式处理的。 4.1 突发信号的捕获 在 GEO 卫星通信系统中，突发信号的捕获是根据本系统突发格式的特点设计的。本系统中各个 突发中都包含了自相关良好的 UW（独特字）。通过对 UW（独特字）的相关计算从而对某种固定的突 发格式进行判定。如图 3 所示本文采用的相关累加算法是基于数字匹配滤波器结构。本地的预存 UW 作为滤波器抽头系数对滤波器进行相关滤波，输出结果进行门限判决。超过预设门限认为接收序列 与预存的序列相关同步。这里的匹配滤波只采用 FIR 滤波器的结构形式,码寄存器中的系数为+1 或 者是-1。匹配滤波器的相关值计算周期较一般的滑动相关快了数倍。
图 3 匹配滤波结构的相关算法
4.2 载波频率估计 基带载波频率估计以及校正的过程如图 4 所示。 载波频率估计的的目的是通过某种计算估算出残余在基带信号中的频率值，并进行消除。 本系统中，接收到的基带信号所携带的频偏和符号速率 1/T 相比已经小的多。根据系统规定： 在手机，正常模式下，信噪比 Eb/N0 约为 5dB，在这个测试条件下本文所采用的数据辅助方式的载 波频率估计算法是方案一。该算法的特点是频偏估计范围较大，设计实现的方法较为简单同时在系 统所规定的测试条件下基本满足了协议标准的要求。 该算法估计方法如下：通过定时同步后的 C、S 两路基带信号表达式如下：
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它可以表示为已知两路符号与残余频差相差产生的正弦波复数的乘积，同时带有噪声。在辐角 项中包含着所要消除的频差参数。该接收的基带信号首先与已 可以直接得到只含有估计参数的数据。 知位置符号 共轭相乘，归一化后
通过与相邻同样含有估计参数数据的共轭相乘，就可以得到 对残余的频率值进行估算，并通过后序处理进行消除。
的带躁测量值。从而可以
∑
e{
Δf
j 2πΔfLTs }
图 4 载波频率同步过程
4.3 载波相位估计 基带载波相位估计以及校正的过程如图 5 所示。 经过频偏估计和校正之后，基带信号的输出仍然存在一个未知的相位误差，这个相位误差也必 须估计和校正。 本文中的相位估计算法依然利用突发中的 UW(独特字)，采用数据辅助的方式完成。 相位估计算法原理与频率估计过程相近。通过频率校正后的 C、S 两路基带信号表达式如下：
它也可以表示为已知两路符号与残余相差产生的正弦波复数的乘积，同时带有噪声。在俯角项 中包含着所要消除的相差参数。该基带信号首先与已知位置符号 的共轭相乘，可以用已知符号得
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到带有含有估计参数的表达式。利用表达式累加得到的值就可以得到相偏的测量值。从而可以对残 余的相偏值进行估算，并进行校正。
读取载波同 步导频符号 相邻两组导频 数据缓存 符号累加
除法模块
e
j{2πΔ?}
Δ?
查表
每两组导频符号 之间的数据进行 同一个相位修正
图 5 载波相位同步过程
5. 结语
本文以 GEO 卫星移动通信系统为背景，参照 GMR-1 的协议标准，针对 TDMA 突发通信的特点简单 分析设计了一种手持终端基带的解调同步算法。该算法设计简洁，占用资源相对较少易于硬件实现。 本文所采用同步算法是针对本系统特点所设计，在某些具有更高通信要求的卫星系统，算法还需要 进一步研究。
参考文献：
[1] GEO-Mobile RadioInterface Specifications：Sub-part3: GeneralSystem Description：ETSITS 101 376-1-3 V1.1.1(2001-03) [2] Steven Kay “A Fast and Accurate Single Frequency Estimator”, IEEE Transactions on Acoustics, Speech, and Signal Processing, Vol. 37, No.12, December 1989 [3] 郑金良，卫星突发信号解调技术与实现:信息工程大学硕士论文.河南:信息工程大学， 2006. [4] 肖玲珑，突发通信中接收机定时同步技术研究：哈尔滨工程大学硕士论文，哈尔滨: 哈尔滨工程大学，2005. [5] 张俊祥 译，“亚太移动电信（APMT）陆地移动卫星系统公共空中接口”.
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基带信号处理芯片

基带信号处理芯片 一种基带信号处理芯片，其包括多个信号输入输出端、模拟信号理模块、基带信号产生模块、基带信号处理模块、控制模块、及钟模块，其中，模拟信号处理模块主要用于对待发射的信号或待理的基带信号进行包括模数转换的预处理，然后待发射的信号由带信号产生模块进行处理以产生相应的基带信号，而待处理的基信号由基带信号处理模块进行处理后以推动后续的部件，所述控模块通过对基带信号产生模块和基带信号处理模块的控制以实现两者处理的信号的加解密及静音等的控制，同时由时钟模块向所控制模块提供其工作所需的时钟，如此可在单一芯片上集成模拟数字基带信号处理和控制功能。

基带信号处理芯片 一种基带信号处理芯片，包括多个信号输输出端，其特征在于包括：模拟号处理模块，其具有在信号输入端输入的发射的信号和待处理的基带信号之间进选择的选择器、用于对所述选择器所选择信号进行滤波的抗混叠滤波器、及用于将述抗混叠滤波器输出的信号进行模数转的模数转换器；基带信号产生块，具有用于将所述模数转换器输出的待射信号进行低通滤波的第一低通滤波器、所述第一低通滤波器输出的信号能量进检测的能量检测器、用于对所述第一低通波器输出的信号进行压缩的压缩器、用于除所述压缩器输出的信号中的噪声的第高通滤波器、对所述高通滤波器输出的信进行加密的加密单元、对所述加密单元输的信号进行预加重的预加重滤波器、用于所述预加重滤波器输出的信号进行增益调的发射增益粗调单元、用于限制所述发增益控制单元输出的信号的幅度的限幅器

用于滤除所述限幅器产生的高频信号的二低通滤波器、用于对所述第二低通滤波输出的信号进行增益细调的发射增益细单元、用于将所述发射增益细调单元输出信号及静音控制信号相叠加的叠加器、用将所述叠加器输出的信号进行数模转换供信号输出端输出的第一数模转换器、及别用于在所述压缩器之前和预加重滤波之后插入信号的两信号插入单元基带信号处理模块，具有用于将所述模数换器输出的待处理的基带信号进行低通波的第三低通滤波器、用于将所述第三低滤波器输出的信号进行高通滤波的第二通滤波器、用于将所述高通滤波器输出的号进行去加重的去加重滤波器、用于将所去加重滤波器输出的信号进行解密的解单元、用于将所述解密单元输出的信号进扩展的扩展器、用于将所述扩展器输出的号进行增益控制的增益控制单元、用于将述增益控制单元输出的信号进行数模转以供信号输出端输出的第二数模转换单元用于将所述第三低通滤波器输出的信号

实验一数字基带信号

20090401310074 实验一数字基带信号 一、实验目的 1、了解单极性码、双极性码、归零码、不归零码等基带信号波形特点。 2、掌握AMI、HDB3码的编码规则。 3、掌握从HDB3码信号中提取位同步信号的方法。 4、掌握集中插入帧同步码时分复用信号的帧结构特点。 5、了解HDB3（AMI）编译码集成电路CD22103。 二、实验内容 1、用示波器观察单极性非归零码（NRZ）、传号交替反转码（AMI）、三阶高密度双极性码（HDB3）、整流后的AMI 码及整流后的HDB3 码。 2、用示波器观察从HDB3 码中和从AMI 码中提取位同步信号的电路中有关波形。 3、用示波器观察HDB3、AMI 译码输出波形。 三、基本原理 本实验使用数字信源模块和HDB3 编译码模块。 1、数字信源 本模块是整个实验系统的发终端，模块内部只使用+5V 电压，其原理方框图如图1-1 所示，电原理图见附录一。本单元产生NRZ 信号，信号码速率约为170.5KB，帧结构如图1-2 所示。帧长为24 位，其中首位无定义，第2 位到第8 位是帧同步码（7 位巴克码1110010），另外16 位为2 路数据信号，每路8位。此NRZ 信号为集中插入帧同步码时分复用信号，实验电路中数据码用红色发光二极管指示，帧同步码及无定义位用绿色发光二极管指示。发光二极管亮状态表示1 码，熄状态表示0 码。 图 1-1 数字信源方框图 图 2-2 帧结构

本模块有以下测试点及输入输出点： ?CLK 晶振信号测试点 ?BS-OUT 信源位同步信号输出点/测试点（2个） ?FS 信源帧同步信号输出点/测试点 ?NRZ-OUT(AK) NRZ信号(绝对码)输出点/测试点（4个）图1-1中各单元与电路板上元器件对应关系如下： ?晶振 CRY 晶体；U1：反相器7404 ?分频器 U2 计数器74161；U3：计数器74193；U4：计数器40160 并行码产生器 K1、K2、K3：8位手动开关，从左到右依次 与帧同步码、数据1、数据2相对应；发光二极管：左起分 别与一帧中的24位代码相对应 ?八选一 U5、U6、U7：8位数据选择器4512 ?三选一 U8：8位数据选择器4512 ?倒相器 U20：非门74HC04 ?抽样 U9：D触发器74HC74 下面对分频器，八选一及三选一等单元作进一步说明。 （1）分频器 4161进行13分频，输出信号频率为341kHz。74161是一个4位二进制加计数器，预置在3状态。 74193完成÷2、÷4、÷8、÷16运算，输出BS、S1、S2、S3等4个信号。BS 为位同步信号，频率为170.5kHz。S1、S2、S3为3个选通信号，频率分别为BS信号频率的1/2、1/4和1/8。74193是一个4位二进制加/减计数器，当CPD= PL =1、MR=0时，可在Q0、Q1、Q2及Q3端分别输出上述4个信号。 40160是一个二一十进制加计数器，预置在7状态，完成÷3运算，在Q0和Q1端分别输出选通信号S4、S5，这两个信号的频率相等、等于S3信号频率的1/3。 分频器输出的S1、S2、S3、S4、S5等5个信号的波形如图1-4（a）和1-4（b）所示。 图 1-4 分频器输出信号波形 （2）八选一 采用8路数据选择器4512，它内含了8路传输数据开关、地址译码器和三态驱动器，其真值表如表1-1所示。U5、U6和U7的地址信号输入端A、B、C并连在一起并分别接S1、S2、S3信号，它们的8个数据信号输入端x0 ~ x7分别K1、K2、K3输出的8个并行信号连接。由表1-1可以分析出U5、U6、U7输出信号都是码速率为

(精选)眼图观察测量实验

实验12 眼图观察测量实验 一、实验目的 1.学会观察眼图及其分析方法，调整传输滤波器特性。 二、实验仪器 1. 眼图观察电路（底板右下侧） 2． 时钟与基带数据发生模块，位号：G 3． 噪声模块，位号E 4． 100M双踪示波器1台 三、实验原理 在整个通信系统中，通常利用眼图方法估计和改善（通过调整）传输系统性能。 我们知道，在实际的通信系统中，数字信号经过非理想的传输系统必定要产生畸变，也会引入噪声和干扰，也就是说，总是在不同程度上存在码间串扰。在码间串扰和噪声同时存在情况下，系统性能很难进行定量的分析，常常甚至得不到近似结果。为了便于评价实际系统的性能，常用观察眼图进行分析。 眼图可以直观地估价系统的码间干扰和噪声的影响，是一种常用的测试手段。 什么是眼图? 所谓“眼图”，就是由解调后经过接收滤波器输出的基带信号，以码元时钟作为同步信号，基带信号一个或少数码元周期反复扫描在示波器屏幕上显示的波形称为眼图。干扰和失真所产生的传输畸变，可以在眼图上清楚地显示出来。因为对于二进制信号波形，它很像人的眼睛故称眼图。 在图12-1中画出两个无噪声的波形和相应的“眼图”，一个无失真，另一个有失真(码间串扰)。 图12-1中可以看出，眼图是由虚线分段的接收码元波形叠加组成的。眼图中央的垂直线表示取样时刻。当波形没有失真时，眼图是一只“完全张开”的眼睛。在取样时刻，所有可能的取样值仅有两个：+1或-1。当波形有失真时，“眼睛”部分闭合，取样时刻信号取值就分布在小于+1或大于-1附近。这样，保证

正确判决所容许的噪声电平就减小了。换言之，在随机噪声的功率给定时，将使误码率增加。“眼睛”张开的大小就表明失真的严重程度。 为便于说明眼图和系统性能的关系，我们将它简化成图12-2的形状。 由此图可以看出：(1)最佳取样时刻应选择在眼睛张开最大的时刻；(2)眼睛闭合的速率，即眼图斜边的斜率，表示系统对定时误差灵敏的程度，斜边愈陡，对定位误差愈敏感； (3)在取样时刻上，阴影区的垂直宽度表示最大信号失真量； (4)在取样时刻上，上下两阴影区的间隔垂直距离之半是最小噪声容限，噪声瞬时值超过它就有可能发生错误判决；(5) 阴影区与横轴相交的区间表示零点位置变动范围，它对于从信号平均零点位置提取定时信息的解调器有重要影响。实验室理想状态下的眼图如图12-3 所示。 衡量眼图质量的几个重要参数有： 1．眼图开启度(U-2Δ U)/U 指在最佳抽样点处眼图幅度“张开”的程度。无畸变眼图的开启度应为100%。

实验6.数字基带信号的眼图实验

实验六 数字基带信号的眼图实验 一、实验目的 1、掌握无码间干扰传输的基本条件和原理，掌握基带升余弦滚降系统的实现方法； 2、通过观察眼图来分析码间干扰对系统性能的影响，并观察在输入相同码率的NRZ 基带信号下，不同滤波器带宽对输出信号码间干扰大小的影响程度； 3、熟悉MATLAB 语言编程。 二、实验原理和电路说明 1、基带传输特性 基带系统的分析模型如图3-1所示，要获得良好的基带传输系统，就应该 图3-1 基带系统的分析模型 抑制码间干扰。设输入的基带信号为()n s n a t nT δ-∑，s T 为基带信号的码元周期，则经过 基带传输系统后的输出码元为 ()n s n a h t nT -∑。其中 1()()2j t h t H e d ωωωπ +∞ -∞ = ? （3-1） 理论上要达到无码间干扰，依照奈奎斯特第一准则，基带传输系统在时域应满足： 10()0,s k h kT k =?=? ? ， 为其他整数 (3-2) 频域应满足： ()0,s s T T H πωωω? ≤ ?=? ?? ，其他 (3-3)

图3-2 理想基带传输特性 此时频带利用率为2/Baud Hz ,这是在抽样值无失真条件下，所能达到的最高频率利用率。 由于理想的低通滤波器不容易实现，而且时域波形的拖尾衰减太慢，因此在得不到严格 定时时，码间干扰就可能较大。在一般情况下，只要满足： 222(),s i s s s s i H H H H T T T T T ππ π π ωωωωω?????? +=-+++=≤ ? ? ??????? ∑ (3-4) 基带信号就可实现无码间干扰传输。这种滤波器克服了拖尾太慢的问题。 从实际的滤波器的实现来考虑，采用具有升余弦频谱特性()H ω时是适宜的。 (1)(1)1sin (),2(1)()1,0(1) 0,s s s s s s T T T T H T T ππαπαωωαπαωωπαω???-+--≤≤??? ??? ?-? =≤≤?? ?+>? ?? (3-5) 这里α称为滚降系数，01α≤≤。 所对应的其冲激响应为： ()222sin cos()()14s s s s t T t T h t t t T T παππα= - (3-6) 此时频带利用率降为2/(1)Baud/Hz α+，这同样是在抽样值无失真条件下，所能达到的最 高频率利用率。换言之，若输入码元速率' 1/s s R T >，则该基带传输系统输出码元会产生码

几种AM信号数字化解调算法比较

几种AM信号数字化解调算法比较 摘要：数字信号与模拟信号相比有很多优点，因此信号的数字化处理应用 越来越普遍。作为常用信号，幅度(AM)调制信号的数字化处理也会得到更广泛 的运用。通过研究3 种AM 信号数字化解调的算法，给出相应的解调原理、公 式推导以及系统模块；采用Matlab 对一段信号采用3 种方法分别进行仿真解调，并对结果进行比较。在原理分析与仿真结果的基础上，通过比较获得3 种方法 各自的优缺点及应用场合，具有清晰明了的特点。关键词：幅度调制；数字解调；解调算法；Matlab0 引言在目前的通信中，因数字信号与模拟信号相比有易于存储，可靠性高等优点，而得到了越来越广泛的应用，数字体制开始逐步 取代模拟体制。许多以往的模拟信号处理部分现在正逐步被数字化变换取代， 从而能够进行数字信号处理。幅度调制(AM)方式是常见的信号调制方式之一。其原理是用调制信号去控制有用信号的幅度，使之随调制信号作变化。它的模 拟解调方法有两种：相干解调和包络解调(非相干解调)。相干解调也叫同步检波，是通过接收端提供与接收的已调AM 信号载波严格同步的相干载波，使其 与接收的已调信号相乘后，取出低频分量得到基带信号。包络检波是通过整流 器和低通滤波器直接从已调波的幅度中提取原调制信号。AM 信号的数字化解 调不能使用模拟器件，因而只能采用数字器件实现解调。目前采用的主要是数 字化正交解调器，本文阐述了其原理及局限性，并探讨了另外两种数字解调的 方法，对这3 种方法进行了比较。1 传统正交解调法AM 信号数字化解调中广泛采用的是数字正交解调法解调，解调框图如图1 所示。 收到的已调信号采样值为：S(n)=A(n)cos(2πfcn+φ)，- ∞≤n≤+∞ 式中：A(n)为包含有用信息的调制信号；fc 为载波频

通信原理 数字基带传输实验报告

基带传输系统实验报告 一、 实验目的 1、 提高独立学习的能力； 2、 培养发现问题、解决问题和分析问题的能力； 3、 学习matlab 的使用； 4、 掌握基带数字传输系统的仿真方法； 5、 熟悉基带传输系统的基本结构； 6、 掌握带限信道的仿真以及性能分析； 7、 通过观察眼图和星座图判断信号的传输质量。 二、 实验原理 在数字通信中，有些场合可以不经载波调制和解调过程而直接传输基带信号，这种直接传输基带信号的系统称为基带传输系统。 基带传输系统方框图如下： 基带脉冲输入 噪声 基带传输系统模型如下： 信道信号 形成器 信道 接收 滤波器 抽样 判决器 同步 提取 基带脉冲

各方框的功能如下： （1）信道信号形成器（发送滤波器）：产生适合于信道传输的基带信号波形。因为其输入一般是经过码型编码器产生的传输码，相应的基本波形通常是矩形脉 冲，其频谱很宽，不利于传输。发送滤波器用于压缩输入信号频带，把传输 码变换成适宜于信道传输的基带信号波形。 （2）信道：是基带信号传输的媒介，通常为有限信道，如双绞线、同轴电缆等。信道的传输特性一般不满足无失真传输条件，因此会引起传输波形的失真。另 外信道还会引入噪声n（t），一般认为它是均值为零的高斯白噪声。 （3）接收滤波器：接受信号，尽可能滤除信道噪声和其他干扰，对信道特性进行均衡，使输出的基带波形有利于抽样判决。 （4）抽样判决器：在传输特性不理想及噪声背景下，在规定时刻（由位定时脉冲控制）对接收滤波器的输出波形进行抽样判决，以恢复或再生基带信号。 （5）定时脉冲和同步提取：用来抽样的位定时脉冲依靠同步提取电路从接收信号中提取。 三、实验内容 1采用窗函数法和频率抽样法设计线性相位的升余弦滚讲的基带系统(不调用滤波器设计函数,自己编写程序) 设滤波器长度为N=31，时域抽样频率错误!未找到引用源。o为4 /Ts，滚降系数分别取为0.1、0.5、1， （1）如果采用非匹配滤波器形式设计升余弦滚降的基带系统，计算并画出此发送滤波器的时域波形和频率特性，计算第一零点带宽和第一旁瓣衰减。 （2）如果采用匹配滤波器形式设计升余弦滚降的基带系统，计算并画出此发送滤波器的时域波形和频率特性，计算第一零点带宽和第一旁瓣衰减。 （1）非匹配滤波器 窗函数法： 子函数程序： function[Hf,hn,Hw,w]=umfw(N,Ts,a)

GPS接收机基带信号处理算法的研究与实现

GPS接收机基带信号处理算法的研究及实现

摘要： 全球定位系统（Global Positioning System—GPS）作为全球最重要的定位系统经过二十多年的发展已经日臻成熟和完善。因其所具备的高可靠性、高精度、低成本的、具有便携可移动能力的特点，逐渐被越来越多的用户所采用。目前在航空航天、交通、通信、气象等许多领域它作为一项重要的技术而被广泛的使用。随着人们应用领域的不断广泛和深入，人们希望在许多恶劣环境下GPS接收机也能提供良好的定位导航服务，这就对GPS技术带来了新的挑战，因为在许多恶劣环境下比如信号遮蔽、多径干扰、卫星信号间的互相关串扰等，传统接收机的性能将严重下降，甚至不能工作。为了克服这些应用上的限制，就必须在设计GPS接收机技术上有所创新，而GPS接收机的核心是基带信号处理算法。本文的研究容是GPS 接收机的基带数字处理算法及相应的芯片实现方案。根据GPS信号结构特点，从基带解扩解调的角度建立相应的数学模型，针对GPS信号处理的两大关键技术捕获和跟踪，推导出每一部分性能与相应参数的关系，尤其分析了在噪声环境下的各个部分的性能特性，同时还介绍了GPS基带芯片的电路结构和实现方案。本文首先介绍GPS基本原理和信号结构，给出了GPS接收机基带的信号处理流程，并详细介绍了GPS基带需要完成的任务和功能。接着重点介绍GPS信号捕获算法，详细分析了传统的穿行搜索算法和改进的FFT快补算法的各自性能。根据估计检测理论分析误警概率和检测概率，提出了最优的搜索检测器。然后又详细分析了GPS跟踪环路的性能，介绍了锁相环理论的一些基本理论，并根据实际的应用重点分析了三阶环路的性能，同时给出了伪距测量误差和环路跟踪误差的关系。最后给出了详细的测试结果。 三段式，背景（10％）、工作（50％）、结果（40％） 关键字： GPS，基带算法，GPS捕获，GPS跟踪

基带信眼图实验m精编b仿真

基带信眼图实验m精编 b仿真 文件排版存档编号：[UYTR-OUPT28-KBNTL98-UYNN208]

数字基带信号的眼图实验——m a t l a b 仿真 一、实验目的 1、掌握无码间干扰传输的基本条件和原理，掌握基带升余弦滚降系统的实现方法； 2、通过观察眼图来分析码间干扰对系统性能的影响，并观察在输入相同码率的NRZ 基带信号下，不同滤波器带宽对输出信号码间干扰大小的影响程度； 3、熟悉MATLAB 语言编程。 二、实验预习要求 1、复习《数字通信原理》第七章节——奈奎斯特第一准则内容； 2、复习《数字通信原理》第七章节——数字基带信号码型内容； 3、认真阅读本实验内容，熟悉实验步骤。 三、实验原理和电路说明 1、基带传输特性 基带系统的分析模型如图3-1所示，要获得良好的基带传输系统，就应该 图3-1 基带系统的分析模型 抑制码间干扰。设输入的基带信号为()n s n a t nT δ-∑，s T 为基带信号的码元周期， 则经过基带传输系统后的输出码元为()n s n a h t nT -∑。其中 1 ()()2j t h t H e d ωωωπ +∞ -∞ = ? （3-1） 理论上要达到无码间干扰，依照奈奎斯特第一准则，基带传输系统在时域应满足： 10()0,s k h kT k =?=? ? ， 为其他整数 (3-2) 频域应满足：

()0,s s T T H πωωω? ≤?=? ?? ，其他 (3-3) 图3-2 理想基带传输特性 此时频带利用率为2/Baud Hz ,这是在抽样值无失真条件下，所能达到的最高频率利用率。 由于理想的低通滤波器不容易实现，而且时域波形的拖尾衰减太慢，因此 在得不到严格定时时，码间干扰就可能较大。在一般情况下，只要满足： 222(),s i s s s s i H H H H T T T T T ππ π π ωωωωω?????? +=-+++=≤ ? ? ???? ?? ? ∑ (3-4) 基带信号就可实现无码间干扰传输。这种滤波器克服了拖尾太慢的问题。 从实际的滤波器的实现来考虑，采用具有升余弦频谱特性()H ω时是适宜 的。 (1)(1)1sin (),2(1)()1,0(1) 0,s s s s s s T T T T H T T ππαπαωωαπαωωπαω???-+--≤≤??? ??? ?-? =≤≤?? ?+>? ?? (3-5) 这里α称为滚降系数，01α≤≤。 所对应的其冲激响应为： ()222sin cos() ()14s s s s t T t T h t t t T T παππα= - (3-6)

数据通信解调技术

2ASK（OOK）的调制与解调 一、实验目的 1．掌握二进制振幅键控信号的2种产生方法 2．掌握2ASK(ook)信号的非想干解调法与想干解调法 二、仿真环境 SystemV iew5.0 三、实验原理 1．2ASK产生（调制）原理 图a 2ASK(OOK)的调幅产生 图b 2ASK键控产生 2. 2ASK(OOK)解调原理 2ASK/OOK有两种基本的解调方法：非相干解调（包络检波法）和相干解调（同步检测法） (a)为非相干解调法(b)为相干解调法 四、2ASK(OOK)信号的Systemview仿真电路

五、仿真结果 2FSK的调制与解调 一、实验目的 1.掌握2FSK信号的两种产生（调制）方法 2.掌握2FSK信号的非相干解调与想干解调 二、仿真环境 systemview5.0 三、实验原理 1．2FSK产生（调制）原理 2FSK有两种产生方法： (a)调频法(b)键控法 2、2FSK的解调原理 2FSK有两种解调的方法： (a)2FSK的非相干解调法

(b)2FSK的相干解调法 四、2FSK信号的Systemview 仿真电路 五、仿真结果 2PSK和2DPSK的调制与解调 一、实验目的 1.掌握2PSK和2DPSK的调制方法 2.掌握2PSK和2DPSK的解调方法 二、仿真环境 systemview5.0 三、实验原理 二进制移相键控（2PSK）方式是载波相位按基带脉冲序列的规律而改变的一种数字调制方式。就是根据数字基带信号的两个电平（或符号）使载波相位在两个不同的数值之间切换的一种相位调制方法。两个载波相位通常相关180度，此时称为反向键控（PSK），也称为绝对相移方式。 2DPSK方式是利用前后相邻码元的相对载波相位值去表示数字信息的一种方式。即用前后两个码元的相关来表示码元的值“0”和“1”。 总体框图

智能手机基带处理器电路原理

智能手机基带处理器电路原理 在普通手机中，通常将MCU(Micro Control Unit，微控制电路)、DSP（ (Digital Signal Processing，数字信号处理）、ASIC（Application Specific Integrated Circuit，专用集成电路）电路集成在一起，得到数字基带信号处理器；将射频接口电路、音频编译码电路及一些ADC（模拟至数字转换器）、DAC（数字至模拟转换器）电路集成在一起，得到模拟基带信号处理器。 在智能手机中，一般是将数字基带信号处理器和模拟基带信号处理器集成在一起，称为基带处理器。不论移动电话的基带电路如何变化，它都包MCU 电路（也称CPU 电路）、DSP电路、ASIC 电路、音频编译码电路、射频逻辑接口电路等最基本的电路。 我们可以这样理解智能手机的无线部分，我们将智能手机无线部分电路再分为两部分，一部分是射频电路，完成了信号从天线到基带信号的接收和发射处理；一部分是基带电路，完成了信号从基带信号到音频终端（听筒或送话器）的处理。这样看来，基带处理器的主要工作内容和认为就比较容易理解了。 以基带处理器电路PMB8875 为例，框图如图1所示。 图1 基带处理器电路PMB8875 框图 1、模拟基带电路

模拟基带信号处理器（ABB）又被称为话音基带信号转换器，包含手机中所有的ADC与DAC 变换器电路。 模拟基带信号处理器包含基带信号处理电路、话音基带信号处理电路（也称音频处理电路）、辅助变换器单元（也被称为辅助控制电路）。 （1）基带信号处理电路 基带信号处理电路将接收射频电路输出的接收机基带信号RXIQ 转换成数字接收基带信号，送到数字基带信号处理器DBB。 在发射方面，该电路将DBB 电路输出的数字发射基带信号转换成模拟的发射基带信号TXIQ，送到发射射频部分的IQ 调制器电路。 基带信号处理电路是用来处理接收、发射基带信号的，连接数字基带与射频电路——射频逻辑接口电路，在基带方面，通过基带串行接口连接到数字基带信号处理器；在射频方面,它通过分离或复合的IQ 信号接口连接到接收I/Q 解调与发射I/Q 调制电路。 接收基带信号处理框图如图2所示。 图2接收基带信号处理框图 发射基带信号处理框图如图3所示。 图3发射基带信号处理框图

数字基带信号实验

数字基带信号实验 一、实验目的： 学会利用MATLAB软件对数字基带信号的仿真。通过实验提高学生实际动手 能力和编程能力，为日后从事通信工作奠定良好的基础。 二、实验内容：利用MATLAB软件编写数字基带信号程序，进一步加强对数字基 带信号的理解。 (1)单极性不归零数字基带信号 (2)双极性不归零数字基带信号 (3)单极性归零数字基带信号 (4)双极性归零数字基带信号 三、程序 (1) 单极性不归零数字基带信号程序 function y=zhou(x) t0=200; t=0:1/t0:length(x); for i=1:length(x) if(x(i)==1) for j=1:t0 y((i-1)*t0+j)=1; end else for j=1:t0 y((i-1)*t0+j)=0; end end end y=[y,x(i)]; M=max(y); m=min(y); subplot(1,1,1) plot(t,y);grid on; axis([0,i,m-0.1,M+0.1]); title('1 0 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1'); (2) 双极性不归零数字基带信号 function y=zhou(x) t0=200; t=0:1/t0:length(x); for i=1:length(x) if(x(i)==1) for j=1:t0

y((i-1)*t0+j)=1; end else for j=1:t0 y((i-1)*t0+j)=-1; end end end y=[y,x(i)]; M=max(y); m=min(y); subplot(1,1,1) plot(t,y);grid on; axis([0,i,m-0.1,M+0.1]); title('1 0 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1'); (3)单极性归零数字基带信号 function y=zhou(x) t0=200; t=0:1/t0:length(x); for i=1:length(x) if(x(i)==1) for j=1:t0/2 y((2*i-2)*t0/2+j)=1; y((2*i-1)*t0/2+j)=0; end else for j=1:t0 y((i-1)*t0+j)=0; end end end y=[y,x(i)]; M=max(y); m=min(y); subplot(1,1,1) plot(t,y);grid on; axis([0,i,m-0.1,M+0.1]); title('1 0 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1') (4)双极性归零数字基带信号 function y=zhou(x) t0=200; t=0:1/t0:length(x);

基带信号眼图实验——matlab仿真

数字基带信号的眼图实验——matlab 仿真 一、实验目的 1、掌握无码间干扰传输的基本条件和原理，掌握基带升余弦滚降系统的实现方法； 2、通过观察眼图来分析码间干扰对系统性能的影响，并观察在输入相同码率的NRZ 基带信号下，不同滤波器带宽对输出信间干扰大小的影响程度； 3、熟悉MATLAB 语言编程。 二、实验预习要求 1、复习《数字通信原理》第七章7.1节——奈奎斯特第一准则容； 2、复习《数字通信原理》第七章7.2节——数字基带信型容； 3、认真阅读本实验容，熟悉实验步骤。 三、实验原理和电路说明 1、基带传输特性 基带系统的分析模型如图3-1所示，要获得良好的基带传输系统，就应该 图3-1 基带系统的分析模型 抑制码间干扰。设输入的基带信号为 ()n s n a t nT δ-∑，s T 为基带信号的码元周期，则经过基带传输系统后的输出码元为()n s n a h t nT -∑。其中 1()()2j t h t H e d ωωωπ+∞-∞=? （3-1） 理论上要达到无码间干扰，依照奈奎斯特第一准则，基带传输系统在时域应满足： 10()0,s k h kT k =?=?? ，为其他整数 (3-2) 频域应满足：

()0,s s T T H πωωω?≤?=??? ，其他 (3-3) 图3-2 理想基带传输特性 此时频带利用率为2/Baud Hz ,这是在抽样值无失真条件下，所能达到的最高频率利用率。 由于理想的低通滤波器不容易实现，而且时域波形的拖尾衰减太慢，因此在得不到严格定时时，码间干扰就可能较大。在一般情况下，只要满足： 222(),s i s s s s i H H H H T T T T T ππππ ωωωωω??????+=-+++=≤ ? ? ???????∑ (3-4) 基带信号就可实现无码间干扰传输。这种滤波器克服了拖尾太慢的问题。 从实际的滤波器的实现来考虑，采用具有升余弦频谱特性()H ω时是适宜的。 (1)(1)1sin (),2(1)()1,0(1)0,s s s s s s T T T T H T T ππαπαωωαπαωωπαω???-+--≤≤???????-?=≤≤???+>??? (3-5) 这里α称为滚降系数，01α≤≤。 所对应的其冲激响应为： ()222sin cos()()14s s s s t T t T h t t t T T παππα=- (3-6)

通信原理实验报告systemview-数字信号的基带传输

通信原理实验报告 实验名称：数字信号的基带传输 一．实验目的 （1）理解无码间干扰数字基带信号的传输； （2）掌握升余弦滚降滤波器的特性；

（3）通过时域、频域波形分析系统性能。 二、仿真环境 SystemView 仿真软件 三、实验原理 （1）数字基带传输系统的基本结构 它主要由信道信号形成器、信道、接收滤滤器和抽样判决器组成。为了保证系统可靠有序地工作，还应有同步系统。 1.信道信号形成器 把原始基带信号变换成适合于信道传输的基带信号，这种变换主要是通过码型变换和波形变换来实现的。 2.信道 是允许基带信号通过的媒质，通常为有线信道，信道的传输特性通常不满足无失真传输条件，甚至是随机变化的。另外信道还会进入噪声。 3.接收滤波器 滤除带外噪声，对信道特性均衡，使输出的基带波形有利于抽样判决。 4.抽样判决器 在传输特性不理想及噪声背景下，在规定时刻（由位定时脉冲控制）对接收滤波器的输出波形进行抽样判决，以恢复或再生基带信号。而用来抽样的位定时脉冲则依靠同步提取电路从接收信号中提取。 (2) 奈奎斯特第一准则 奈奎斯特准则提出：只要信号经过整形后能够在抽样点保持不变， 即使其波形已经发生了变化，也能够在抽样判决后恢复原始的信号， 因为信息完全恢复携带在抽样点幅度上。 奈奎斯特准则要求在波形成形输入到接收端的滤波器输出的整个 传送过程传递函数满足： 令k′=j -k ， 并考虑到k′也为整数，可用k 表示： 在实际应用中，理想低通滤波器是不可能实现的，升余弦滤波器 是在实际中满足无码间干扰传输的充要条件，已获得广泛应用的滤波 器。 升余弦滤波器满足的传递函数为： ???=+-0)(1])[(0或其它常数t T k j h b k j k j ≠=???=+0 1)(0t kT h b 00≠=k k

实验四 眼图

实验四 数字基带信号的眼图实验 一、实验目的 1、掌握无码间干扰传输的基本条件和原理，掌握基带升余弦滚降系统的实现方法； 2、通过观察眼图来分析码间干扰对系统性能的影响，并观察在输入相同码率的NRZ 基带信号下，不同滤波器带宽对输出信号码间干扰大小的影响程度； 3、熟悉MA TLAB 语言编程。 二、实验器材 计算机，MATLAB 软件 三、实验原理 1、基带传输特性 基带系统的分析模型如图1所示，要获得良好的基带传输系统，就应该 图1 基带系统的分析模型 抑制码间干扰。设输入的基带信号为()n s n a t nT δ-∑，s T 为基带信号的码元周期，则经过 基带传输系统后的输出码元为 ()n s n a h t nT -∑。其中 1()()2j t h t H e d ωωωπ +∞ -∞ = ? （1） 理论上要达到无码间干扰，依照奈奎斯特第一准则，基带传输系统在时域应满足： 10()0,s k h kT k =?=?? ， 为其他整数 (2) 频域应满足： ()0,s s T T H πωωω?≤?=? ?? ，其他 (3)

图2 理想基带传输特性 此时频带利用率为2/Baud Hz ,这是在抽样值无失真条件下，所能达到的最高频率利用率。 由于理想的低通滤波器不容易实现，而且时域波形的拖尾衰减太慢，因此在得不到严格 定时时，码间干扰就可能较大。在一般情况下，只要满足： 222(),s i s s s s i H H H H T T T T T ππ π π ωωωωω?????? +=-+++=≤ ? ? ??????? ∑ (4) 基带信号就可实现无码间干扰传输。这种滤波器克服了拖尾太慢的问题。 从实际的滤波器的实现来考虑，采用具有升余弦频谱特性()H ω时是适宜的。 (1)(1)1sin (),2(1)()1,0(1) 0,s s s s s s T T T T H T T ππαπαωωαπαωωπαω???-+--≤≤??? ??? ?-? =≤≤ ?? ?+>? ?? (5) 这里α称为滚降系数，01α≤≤。 所对应的其冲激响应为： ()222sin cos() ()14s s s s t T t T h t t t T T παππα= - (6) 此时频带利用率降为2/(1)Baud/Hz α+，这同样是在抽样值无失真条件下，所能达到的最高频率利用率。换言之，若输入码元速率' 1/s s R T >，则该基带传输系统输出码元会产生

几种AM信号数字化解调算法比较

几种AM信号数字化解调算法比较 0 引言在目前的通信中，因数字信号与模拟信号相比有易于存储，可靠性高等优点，而得到了越来越广泛的应用，数字体制开始逐步取代模拟体制。许多以往的模拟信号处理部分现在正逐步被数字化变换取代，从而能够进行数字信号处理。幅度调制(AM)方式是常见的信号调制方式之一。其原理是用调制信号去控制有用信号的幅度，使之随调制信号作变化。它的模拟解调方法有两种：相干解调和包络解调(非相干解调)。相干解调也叫同步检波，是通过接收端提供与接收的已调AM信号载波严格同步的相干载波，使其与接收的已调信号相乘后，取出低频分量得到基带信号。包络检波是通过整流器和低通滤波器直接从已调波的幅度中提取原调制信号。 AM信号的数字化解调不能使用模拟器件，因而只能采用数字器件实现解调。目前采用的主要是数字化正交解调器，本文阐述了其原理及局限性，并探讨了另外两种数字解调的方法，对这3种方法进行了比较。1 传统正交解调法 AM信号数字化解调中广泛采用的是数字正交解调法解调，解调框图。 收到的已调信号采样值为：S(n)=A(n)cos(2πfcn+φ)，-∞≤n≤+∞ 式中：A(n)为包含有用信息的调制信号；fc为载波频率；φ是初相。采样后信号与正交的两路本振信号直接相乘，然后经滤波器输出。该滤波器带宽取决于基带信号带宽，从而得到I／Q两路正交信号：采用正交解调获得I ／Q两路正交信号时，可以较容易地获得信号的三个特征：瞬时幅度、瞬时相位和瞬时频率，它们都是信号识别解调的基础。理想情况下，数字正交解调精度高，误差小。但其存在很大的局限性，在解调过程中需要本地恢复载波，往往需要用到数控振荡器或锁相环等器件，电路很复杂，因其恢复本地载波效果直接关系到最后的输出效果及误差，所以对器件要求较高，非常耗费资源。2 AM信号数字化包络解调传统方法在提取所需本地载波时需要的器件和电路非常复杂，在数字器件处理中可能会引入系统误差，甚至使信号失真。因数字信号处理比较灵活，可以利用一种算法实现AM信号的数字化包络解调，而将大大简化电路。在AM信号调制中，有用信号包络是由各个幅值点支撑起来的，因此该算法通过采样得到幅值点来获得信号包络，实现起来较简单。假设载波频率为fc，信号采样率为fs，则在一个载波周期内应该有个采样点，n取使|fc-nfs|最小的正整数。在所有这些采样点中存在一个有用信息的幅值点，将存在于所有载波周期内的这些幅值点取出，就可得劐幅度信号包络。通过对每个载波周期内的采样值统计，在周期末输出这个周期内的最大值，可以很方便地对各幅值点之间不等间隔采样的零值作处理，且可降低倍采样速率。最后对输出的各个幅值点进行曲线拟合，即可得到调制信号的表达式。载波周期末输出幅值和实际幅值会产生时间上的偏差，引入的相位误差为，一般载波频率和采样率都比较大，调制信号频率远小于采样率，则此相位误差很微小，通过曲线拟合更是可以忽略不计。如果一个载波周期内采样点数为整数时，幅值点的出现具有周期性，则每个周期的幅值点出现对应的样点数相同，可对幅值点计数获得固定相差，对调制信号修正。当一个载波周期内采样点数为非整数时，载波周期样点数应选择靠近实际值的整数中较小的数，以避免单周期内出现两个幅值而造成包络失真。这种解调方法原理简单，实现起来较容易，且设备资源消耗少，但由于是基于包络的检波，它对于噪声的抑制作用较弱。AM信号数字化包络解调框图。 3 基于滑动DFT的AM信号数字化解调算法以上两种方法都是对调制信号本身进行处理的，在频域角度，常用FFT算法对信号进行解调，但这种方法计算量较大，且耗时，这里介绍采用滑动DFT算法对AM信号进行数字化解调。该方法相比于传统的FFT算法计算量大大降低，具有较高效率。经A／D采样后的离散信号表示为： x(n)=Acos(ωc／

数字信号解调的基本原理

7.3 数字信号解调的基本原理(简介) 7.3.1 2ASK 信号的解调 2ASK 信号有两种基本的解调方法,即非相干解调(包络检波法)与相干解调(同步检测法)。 简单地说,非相干解调就是指接收端不需要恢复载波信号即可实现解调的方法;相干解调法则就是在接收端必须恢复与发送端一致的载波才能实现解调的方法。 1.2ASK 信号的非相干解调 2ASK 非相干解调方框图如图7-29所示。 带通滤波器的作 用就是使2ASK 信号完整地通过,经包络检波器后,输出其包络。低通滤波器(LPF)的作用就是滤除高频 杂波,使基带信号(包 络)通过。抽样判决器包括抽样、判决及码元形成,经抽样、判决后将码元再生,即可恢复出数字序列。定时抽样脉冲(位同步信号)就是很窄的脉冲,通常位于每个码元的中央位置,其重复周期等于码元的宽度。 2. 2ASK 信号的相干解调 2ASK 相干解调方框图如图7-30所示。 相干解调就 就是同步解调,要求接收机产生一个与发送载波同频、同相的本地载波信号,称其为同步载波或相干 载波。 设输入信号为)(t x ＝)(t s )cos(c c t θω+,本地载波为A )cos(11θω+t ,则乘法器输出 )(1t y ＝)(t s )cos(c c t θω+ A )cos(11θω+t ＝0、5A )(t s )]()cos[(11θθωω-+-c c t ＋ 0、5A )(t s )]()cos[(11θθωω+++c c t (7-16) 低通滤波器输出 )(1t y ＝0、5A )(t ks )]()cos[(11θθωω-+-c c t (7-17) 式中,k 为低通滤波器传输系数。 根据相干解调的定义,本地载波应与发送端载波同频、同相,即式(7-17)中,1ωω-c ＝０,1θθ-c ＝０,最终输出 )(t y ＝0、5A )(t ks (7-18) 采用同步检波法,接收端必须提供一个与2ASK 信号载波保持同频、同相的相干振荡信号,可以通过窄带滤波器或锁相环来提取同步载波。显然,提取本地载波会导致设备复杂、实现困难。 对于2ASK 信号,通常使用包络检波法。包络检波法具有设备简单、稳定性好、可靠性 图7-29 2ASK 非相干解调方框图 图7-30 2ASK 相干解调方框图

基带信号眼图实验

实验三 数字基带信号的眼图实验 一、实验目的 1、掌握无码间干扰传输的基本条件和原理，掌握基带升余弦滚降系统的实现方法； 2、通过观察眼图来分析码间干扰对系统性能的影响，并观察在输入相同码率的NRZ 基带信号下，不同滤波器带宽对输出信号码间干扰大小的影响程度； 3、熟悉MATLAB 语言编程。 二、实验预习要求 1、复习《数字通信原理》第七章7.1节——奈奎斯特第一准则内容； 2、复习《数字通信原理》第七章7.2节——数字基带信号码型内容； 3、认真阅读本实验内容，熟悉实验步骤。 三、实验原理和电路说明 1、基带传输特性 基带系统的分析模型如图3-1所示，要获得良好的基带传输系统，就应该 图3-1 基带系统的分析模型 抑制码间干扰。设输入的基带信号为()n s n a t nT δ-∑，s T 为基带信号的码元周期，则经过 基带传输系统后的输出码元为 ()n s n a h t nT -∑。其中 1()()2j t h t H e d ωωωπ +∞-∞ = ? （3-1） 理论上要达到无码间干扰，依照奈奎斯特第一准则，基带传输系统在时域应满足： 10()0,s k h kT k =?=? ? ， 为其他整数 (3-2) 频域应满足：

()0,s s T T H πωωω? ≤?=? ?? ，其他 (3-3) 图3-2 理想基带传输特性 此时频带利用率为2/Baud Hz ,这是在抽样值无失真条件下，所能达到的最高频率利用率。 由于理想的低通滤波器不容易实现，而且时域波形的拖尾衰减太慢，因此在得不到严格 定时时，码间干扰就可能较大。在一般情况下，只要满足： 222(),s i s s s s i H H H H T T T T T ππ π π ωωωωω?????? +=-+++=≤ ? ? ??????? ∑ (3-4) 基带信号就可实现无码间干扰传输。这种滤波器克服了拖尾太慢的问题。 从实际的滤波器的实现来考虑，采用具有升余弦频谱特性()H ω时是适宜的。 (1)(1)1sin (),2(1)()1,0(1) 0,s s s s s s T T T T H T T ππαπαωωαπαωωπαω???-+--≤≤??? ??? ?-? =≤≤ ?? ?+>? ?? (3-5) 这里α称为滚降系数，01α≤≤。 所对应的其冲激响应为： ()222sin cos() ()14s s s s t T t T h t t t T T παππα= - (3-6)

数字信号解调的基本原理

7．3 数字信号解调的基本原理（简介） 7．3．1 2ASK 信号的解调 2ASK 信号有两种基本的解调方法，即非相干解调（包络检波法）与相干解调（同步检测法）。 简单地说，非相干解调是指接收端不需要恢复载波信号即可实现解调的方法；相干解调法则是在接收端必须恢复与发送端一致的载波才能实现解调的方法。 1．2ASK 信号的非相干解调 2ASK 非相干解调方框图如图7-29所示。 带通滤波器的作用是使2ASK 信号完整地通过，经包络检波器后，输出其包络。低通滤波器（LPF ）的作用是滤除高频杂波，使基带信号（包络）通过。抽样判决器包括抽样、判决及码元形成，经抽样、判决后将码元再生，即可恢复出数字序列。定时抽样脉冲（位同步信号）是很窄的脉冲，通常位于每个码元的中央位置，其重复周期等于码元的宽度。 2． 2ASK 信号的相干解调 2ASK 相干解调方框图如图7-30所示。 相干解调就是同步解调，要求接收机产生一个与发送载波同频、同相的本地载波信号，称其为同步载波或相干载波。 设输入信号为)(t x ＝)(t s )cos(c c t θω+，本地载波为A )cos(11θω+t ，则乘法器输出 )(1t y ＝)(t s )cos(c c t θω+ A )cos(11θω+t ＝0.5A )(t s )]()cos[(11θθωω-+-c c t ＋ 0.5A )(t s )]()cos[(11θθωω+++c c t （7-16） 低通滤波器输出 )(1t y ＝0.5A )(t ks )]()cos[(11θθωω-+-c c t （7-17） 式中，k 为低通滤波器传输系数。 根据相干解调的定义，本地载波应与发送端载波同频、同相，即式（7-17）中，1ωω-c ＝０，1θθ-c ＝０，最终输出 图7-29 2ASK 非相干解调方框图 图7-30 2ASK 相干解调方框图