反激与辅助电源设计

反激变换器辅助电源基本设计关系

反激变换器是辅助电源通常采用的电路拓扑.它的优点在于可以工作在非常广阔的输入电压范围,电路简单,元件少,但效率一般在75%左右.一般工程师对反激变换器设计比较茫然。本文试图找到MIP162和TOPswitch 系列组成的辅助电源的较合理的设计方法。 1. 原理

反激变换器电路如图1所示。它是由功率开关S 、变压器T 、输出整流管D 2和输出滤波电容组成。D 1和D z 组成尖峰抑制电路。电路可以工作在电感安匝连续或/和断续.为讨论方便，首先研究电感安匝连续模式。 一、安匝连续

原理

,初级电流波形如图2(a)所示。当晶体管S on i

T L U i i i 1

min 1max 11)(=

?=?电源U i 向电感储能，由输出电容向负载供电。

晶体管S 使二极管D 2,次级电流变化量

图2 安匝连续(a)、和临界连续(b)和 断续(c)电流波形

of o T L U

i i i 2

min 2max

22)(=?=? (2)

在稳态时,转换瞬间变压器应满足 i N i N i N i N 1122112max max min min ==和2因此

(3) ??i N i N 1122=式中N 1 、N 2分别为变压器初、次级匝数；L 1和L 2分别为初、次级电感量。设变压器没有漏感，应有 2222

2

11(

L n L N N L == (4) 由式(1)和式(2)联解,考虑到式(3)和式(4)得到 i of

on

o U nT T U ?=或

i o U n

D D

U (5)

??=

)1(式中ｎ=Ｎ1 /Ｎ2为变压器变比.Ｄ=T on /T 为占空度。电感电流(安匝)连续时,输出电压与输入电压的关系如式(5),输出电压与负载无关。

器件选择

在电路设计时，首先应当知道变压器的电感量。电感由临界连续电流决定。临界连续时，在晶体管关断瞬时，次级电流刚好下降到零。临界连续是连续的特例。临界电流为

)1(2221

22

2D D fL n

U T

L T U T

T i I i of

o of G ?=

=

?=

一般取临界电流I G =0.1I o ，即额定输出电流的10%，考虑到效率η、P o =I o ×U o 和式（5），则电流连续需要的电感量为

o

i o i fP D U fI D nD U L 2.02.0)1(221η

η=?≥ （6）

输入电流平均值 i

o

i U P I η=

(7) 当电感电流连续时(图2(a)),晶体管流过电流的峰值 D L T

U DU P I I i i o ip QP 1

2+=

=η (8)

次级峰值电流,即二极管峰值电流

)1(212

2D L T

U D I I I o o p DP ?+?=

= (9) 一般选取脉动分量时脉冲中值的1/5，有效值忽略脉动分量。变压器初级电流的有效值为 k

D

P D

U P D DU P I o i o

i

o ηηη=

=

=

1 (10) 次级电流有效值 D

I I o

?=

12 （11）

次级交流电流有效值 2222o ac I I I ?=

（12）

晶体管在截止时承受的电压（式（5）） D

U U n D D

n

U nU U U i i i o i DS ?=

?+=+=1)1( （13） 由式（5）可见，输入电压变化时，通过调节占空比达到输出电压的稳定。输入电压最低U i max 时，最小占空比为

max

min i o o

U nU nU D +=

（14）

由式（13）可以看到晶体管承受的电压应当小于其击穿电压。一般反激变压器漏感较大，尽管采用缓冲和箝位措施，还可能有杂散电感引起的尖峰，通常选择晶体管的耐压

min

max

)(1)

4.1~2.1(D U U i DS BR ?≥ （15）

如果已经选择了晶体管，击穿电压已知，因此在最高输入电压时由式（8）得到最小占空比必须满足 ()DS

BR i U U D )(max

min 4.1~2.11?

≤ （16）

如果空载进入断续状态，开关管承受的电压为

（16a ）

o i DS BR nU U U +=max )(如果在额定输入电压时选择D在0.5左右，由式（13）可见，要求晶体管的耐压接近3倍。如果晶体管选定，选择最小占空比D min 应当大于芯片的最小占空比D c min 。因此，变压器变比 o

i U D U D n )1(min max

min ?≤

（17）

一般根据输出功率决定开关频率f ；选择额定输入电压时占空度D ；根据输入或输出最低电压估计效率η。根据这些参数就可以选择元器件参数。

次级峰值电压 o i p U n

U U +=

max

max 2 （18） 如要求输出纹电压为ΔU pp ，要求滤波电容的R esr((ESR)为 p

pp esr I U R 2?=

（19)

根据式（6）选择初级电感；由式（8）和（13）选择功率开关管；由式（11）的

I 2/1.57和式（18）选择输出整流管；根据式（19）和（12）选择电解电容。

同时如果已知PWM 芯片最大占空度，就可以由式（5）求得最低可能的输入电压U i min 。 占空比

一般选择D =0.5左右.如果占空度大于0.5,变比n 加大（式（5）），初级电感加大（式（6）），初级峰值电流减少（式（8）），功率管电流定额下降，但电压定额提高（式（15））；次级峰值电流（式（9））和有效值电流（式（11））增大，引起输出二极管，输出电容体积加大；但二极管电压定额降低（式（18））。反之，以上结果也相反。有时最大占空度受芯片最大占空度限制。权衡利弊，一般选择D =0.5。 二、安匝断续

恒频安匝连续模式的反激变换器输出电流继续下降就进入断续模式。断续模式次级电流持续时间小于开关管截止时间。晶体管零电流导通，输出整流二极管零电流关断。与连续模式比较，功率开关管关断电流比连续模式大许多倍，关断损耗增大，同时漏感引起的损耗也加大。但断续模式需要较小的电感，动态响应好，是小功率电源中经常采用的拓扑。

输出电流的平均值（图2(c)） R o T i T I 2

12

??=

(20) 式中ＴR (

R

o T i L U 2

2

?= 将式（20）代入上式，经化简得到 '

22

o o R U L TI T =

(21) 可见，如果输出电压U o 、L 2和Δi 2=n Δi 1均恒定（式(21)），T R 也恒定。如果T R 小于T of ，则电感电流断续；如出现大于T of ，实际上等于T of ,电感电流连续。如果电感电流断续，T R 在整个输入电压范围内基本不变。

将式(21)代入式(20)，并考虑式(3)和(4)得到

o

o o TU L i U L T n i I 221

212221?=??= (22) 又因

1

11fL D

U T L U i i on i ==

? (23) 如果输出功率不变，U i D 为常数，Δi 1也为恒值。所以式(18)可以写为

o

i

i o U U L TD U I ?=

122 (24) 由式(24)可见，在断续时，输出电压与输出电流成反比，并考虑到效率η。即

o

i o i o fI L D U I L TD U U 12212222η

η==

(25) 则初级电感

o

i o o i fP D U I fU D U L 2222221η

η=≤

（26） 则最大输出功率

1

222fL D U P i o η

=

（27a ） 或

2

222

222)1(21fL D U f I L P o pk o ?=

= （27b） 电流断续时,如果漏感为零，晶体管耐压应当大于承受的最高电压为

（28） )()(D o i DS BR U U n U U ++≥ U

图3 反激变换器的无损缓冲电路

前面分析时初级电流转换到次级电流是瞬时完成的，实际变压器是有漏感的。在晶体管关断瞬时，初级和次级线圈上感应电势反号，由于漏感使初级电流不能立即为零，否则将损坏晶体管，为此在初级线圈上一个稳压二极管（图1中虚线所示），将漏感产生的尖峰电

压箝位，或加一个无损缓冲电路（图3），将漏感能量返回电源。

如果采用稳压管箝位，当晶体管关断瞬时，变压器各线圈电势反号，次级二极管导通，同时漏感能量迫使箝位稳压管（U z ）导通，漏感上电压为

)(2d o z s U U n U U +?=所以初级电流变化率为

s

d z

L U U n U dt di )(201

+??= 当输出功率一定时，初级峰值电流一定，因此漏感L s 越小和U z 越大，初级电流下降到零点时间越短。因为在箝位（漏感恢复时间）时间内，磁路总安匝基本不变，次级电流线性上升，初级电流也流进箝位电路，在导通时间存储在磁场中的能量有一部分消耗在箝位电路中。箝位时间为 )

(211d o z pk

c U U n U I L t +?=

（29）

可见，如果U z 越高，t c 越短。一般箝位电压是次级反射电压的1.2~1.5倍。受功率管击

穿电压限制：

（30） max )(i z DS BR U U U +≥消耗在箝位稳压管上的能量为

)

(221

22

11d o z z pk s c z pk z U U n U U I L T t U I P +??=

×= （31） 其中初级因t s 损失的功率和漏感损失的功率分别为

o

z o p s s o p nU U nU f I L T T nU I P ??=?

=2212

11'

1

和f I L P p s s 2

121= 由式（31）可见，L s 越大，损耗越大，则效率越低。如果U z 越高，t c 越小，则损耗也越小。

由式(27a)（27b ）可见，输出功率反比于电感量和开关频率。如果输入或输出电压很低（例如5V 以下），要提高输出功率，必须降低开关频率和电感量。但是在生产线上要制造1μH 以下电感是无法保证较小误差，因为杂散电感和漏感与你需要的电感可以比较。一般在3μH 以上，因此必须降低开关频率。所以，低电压反激一般功率限制在50W 以下。

在要求适应输入电压从交流85V ～264V （直流92V ～370V ）的反激变换器中，无法决定额定工作电压。如果初级电感L 1、输出功率P o 和工作频率决定之后，由式（27a ）可见，U ’=U i D =U i max D min 为常数，如果芯片的最大占空度为D max ，最低输入电压U i min 时为临界连续，则有

（32） max min 'D U U i =于是初级与次级匝比为 )

)(1(2max min

max d o i U U D U D n +?= （33）

器件选择

输入电流平均值 i

o

i U P I η=

(34)

当电感安匝断续时(图2(c)),晶体管流过电流的峰值 1

11'

fL U D L T U I I I i p ip QP ==

== (35) 可见，初级峰值电流在工作范围内是一个常数。初级线圈电流有效值为 3

11D

I I p

= (36) 输出电流为

o

o R o U fL U fL nU nU U i T T I 12

122''2'2=?=?= （37） 次级峰值电流,即二极管峰值电流

(38)

p p DP nI I I 12==次级线圈电流有效值考虑到式（37），（38）为 T

T I I R

p 322= （39） D

V

3.电路参数设计

由前面分析可以看到，反激变换器设计既是很随便而又是困难的。出发点不一样结果也不一样。如果器件已经选定，则不允许超过器件的极限参数来设计电感参数；如果最大效率是重要的，选择额定电压时占空比接近0.5，可以考虑采用连续模式。然后决定器件的定额；如果功率较小，效率不是追求的目标，要求体积小，采用断续模式；如果要求适应很大输入电压范围，一般采用断续模式等等。以下用两个例子来说明设计的基本方法。

例1 器件选择MIP162，断续模式。输入电压AC90V~264V/50Hz 。输出电压15V ，输出电流1A 。输出纹波小于100mV 。工作频率100kHz 。芯片最高电压700V 。占空度D max =0.67，D min =0.02 。

1. 考虑到有一定余量，最低电压小于输入最低电压，选择交流85V ，直流94V （85×

1.1）保证在实际生产的公差，不致调试困难。由式（32）选择

639467.0''

min max =×==U D U V

最高输入电压的占空度17.0)26441.1/(63/'max min =×==i U U D ，大于芯片最小占空度（0.02）。

2. 由式（26）确定初级电感量

98.15

.01510275.0632'25

22221=××××==≤o o i fP U fP D U L ηηmH 3. 由式（33）确定变比n ，最低交流电压90V ，直流100V ，占空度为0.63,

9.10)

6.015)(63.01(63

))(1(2max min max =+?=+?=

d o i U U D U D n 取n =10

4. 根据式（4）得到次级电感

8.191097.32

212===

n L L μH 5. 次级电流持续占空度

356.06

.15108.195.0102'26

52=××××==

?o o R U L fI D <0.37 6. 次级平均电流为0.25A ，求峰值电流、有效值电流和交流有效值

8.28.19356.010106.15'62

2=×××==?L T U i R o pk

A

97.03

356

.08.2322===R pk

D i I A 83.05.097.022202

22=?=?=I I I ac A

7. 二极管定额

平均电流为 62.057.1/2==I I d A

击穿电压 3.521510

414

.1264max =+×=+≥

o i DR U n U U V 选择肖特基二极管 2A,75V

8. 初级峰值电流、有效值电流和平均电流

28.0108

.221==

=

n i i pk

pk A

A D i I pk 128.0363

.028.0311===

75.7863.02

28.02max 1=×==D i I pk dc mA

核算器件耐压：如果选择箝位稳压管击穿电压为1.3nU o ’=1.3×10×15.6=202.8V,选择200V 稳压管。于是

573414.1264200max )(=×+=+≥i z DS BR U U U V<700V 根据峰值电流和承受的电压核对期间的应力或选择适当的器件。

9. 变压器设计。参数：初级电感1.98mH,次级19.8μH ，输入直流电压94V~373V ；输

出电流I o =0.5A ，输出电压U o =15V （功率0.75W ）。

选择磁芯材料3F3 预留气隙磁芯E13/7/4-3F3 气隙分别为0.005,0.015,0.050cm 的A L 分别为245,110,45nH 。从最少匝数算起。

L A N L 2

2=达到19.8μH 需要的匝数分别为

==

L

A L N 2

29,14,21匝 根据预留气隙长度求磁通密度

==δ

μδpk

i N B 2206330,3282,1477Gs

其中只有气隙为0.05cm （0.5mm ）的磁芯中ΔB<3000Gs 。于是初级匝数 210211021=×==nN N 匝

为减少漏感，初级分成105×2组。电流密度选择5A/mm 2,100kHz 在100℃的集肤深度

024.010

1006

.76.73

=×==

?f cm

初级线圈导线截面积 d=0.29mm 单股导线

211064.05/128.05/mm I A t ===次级线圈导线截面积 多股导线 222194.05/97.05/mm I A t ===10.

选择输出滤波电容

根据输出纹波和次级峰值电流得到 要求的电容ESR ?==

?=

m A

mV

i U R pk

pp esr 7.358.21002

根据经验公式得到要求的电容量

18200357

.010656

=×=?C μF 取2×1000μF/25V

4.临界连续－自激式反激变换器

在功率很小时，例如10W 以下，为了节省成本，一般不用控制芯片，而采用自激模式。 原理

图4为自激临界模式控制示意图。接通电源后输入电压经R s 给S 1提供基极电流, S 1开始导通，在变压器初级N 1感应电压,同时在上感应一个电压，此电压正反馈促使S 1完全饱和导通。输入电流线性增加。

S 1电流增加导致R e 上压降增大,如果没有光耦负反馈，当R e 压降大于S 2的U be 时, S 2开始导通，将反馈到S 1基极的电流分流，当I b 1接近I c 1/β时，电流增长减少，反馈线圈电压下降，基极电流进一步减少，S 1退出饱和，初级感应电势反号，正反馈使得完全截止，次级

二极管导通，次级线圈电压为输出电容电压箝位。反馈线圈使得S 1的B-E 结反偏。存储在磁芯中的能量提供电容充电和负载，次级电流线性下降。

U i

o

图4自激反激变换器原理电路

当次级电流下降到零时，即存储在磁芯中的能量消失，各线圈上感应电势消失，反馈线圈提供的反偏电压消失，S 1又通过R s 从U i 取得基极电流,新的一个周期重新开始。

如果加入反馈电路，由R 1和R 2组成取样电路，与LM431基准比较，经光耦隔离，光耦输出提供S 2的基极电流。当输出电压升高时，光耦输出电流增大，S 2集电极增大，S 1在较小的集电极电流下提前退出饱和。反之亦然，保证了输出电压的稳定。

可见，电路工作在临界连续模式。 基本关系

临界连续是断续和连续的特例。根据断续能量传递关系得到输出功率式（27a ）和(27b)，这里仍适用。即

1222fL D U P i o η

=或2

222)1(fL D U P o o ?=

额定输出电压(U o )和负载（I o ），截止时间为 o

o

of fU I L T 22=

（40） 可见，输出电流不变时，截止时间也不变。输出电流减少时，截止时间缩短。导通时间为

i

i

on fU I L T 12=

（41） 由式（40）和（41）可见，输入电压降低时，导通时间加长，周期加长，频率降低，使得关断、导通时间都加长。因此以最低输入电压、最大功率输出时开关频率最低。一般输出电压为恒定值，截止时间变化小。但如果用于宽输入电压场合，导通时间变化大。一般设定最低输入电压时开关频率和最大占空度来决定电路参数。选择了频率和占空度以后，其它关系和断续相似。

因为临界连续是断续和连续特例，同样存在

i o U n D D

U ??=)1(和1

222fL D U P i o η=

（42） 例：输入电压为50Hz 交流85V ～264V ；输出为5.2V ，输出电流为650mA 。纹波小于80mV 。

1. 决定开关频率f=100kHz ，输入电压为85VAC ，直流为94V ，占空度为0.6(0.5)，即6μs 。

2. 根据式（27a ）得到

53.365

.02.510275

.0)6.094(252221=×××××==o i fP D U L ηmH(2.45)

3. 由式（决定变比 3.24)

6.02.5)(6.01(6

.094))(1(2max min max =+?×=+?=

d o i U U D U D n (16.2) 取24(16)

4. 次级电感为 μ2.624

53

.32212===

n L L H （9.57） 5. 核算最高输入电压时最小占空度、频率

由式（42）得到

305.08

.5242642.18

.524''max min =×+××=+=

o o o nU U nU D （0.2）

40065

.02.51053.3275

.0)305.0370(2)(3

212min max =××××××==?o i P L D U f ηkHz （248kHz ） 5.双端反激变换器

在输入电压很高时，例如三相整流输入时，整流后最高输入电压达600V 以上。功率器件耐压超过1000V 。小功率集成电路较难达到这样高的电压定额。通常采用双端电路。如图5所示。由于两个二极管导通箝位作用，两个晶体管仅承受最大输入电源电压。代价是需要两个晶体管S 1、S 2和两个箝位二极管D 1,D 2。

图中两个功率开关同时导通和截止。导通时与单端电路一样，输入电源加在初级电感上，点端为负，次级D 3反偏，没有次级电流流通，因此初级作为电感运行，电流以斜率d i 1/d t =U i /(L 1+L s )线性增长，电源向电感输入能量，其中L 1－初级磁化电感；L s －漏感。

图5 反激变换器原理电路

当晶体管S 1、S 2同时关断时，和单端反激变换器一样，所有初级和次级线圈端电压改变极性，点端为正，D 3正偏导通，存储在磁场能量（L 1i 12/2）传输到负载。如果输出电容足够大，并经过了若干周期，输出电压为常数，则次级电流以斜率d i 2/d t =-U o /L 2下降，其中L 2=L 1/n 2。

在变压器中初级磁化伏秒必然等于次级去磁伏

秒。由于漏感L s 存在，存储在漏感中的能量要释放出来，迫使二极管D 1,D 2导通，将存储在漏感中能量返回电源。所以两个晶体管上承受的电压决不会大于电源电压。实际上，截止时初级激磁电感上电电压为次级反射电压n (U o +U D3)，因互感和漏感串联，实际漏感上电压为U s =U i -n (U o +U d3)。

在关断瞬时，L s 保持初级电流不变，也流过初级线圈，D 3也导通，当D 1,D 2导通以后，初级电流以di 1/dt=（U i －n (U o -U d3)）/L s 线性下降。从关断到初级电流下降到零之前(假定恢复时间比较可忽略不计)，为保持总安匝为常数，次级电流在此期间线性增长（i 2=n (I 1p -i 1)）。如果选择匝比n 很大，或漏感较大，初级电流下降缓慢，即次级电流上升延迟较长，也就是说，导通时存储在磁场中的能量有一部分不是传输到负载，而是返回电源了。为了使存储的能量尽量多地传输到负载，应当选择较小的匝比，使初级电流迅速衰减到零。一般选择nU o =2U i /3，则U s =U i /3。如果U s 太低，回复时间过长，占据了有效导通时间，减少林输出功率。因此，一般匝比选择 )

(23d o i

U U U n +=

其余参数T on ,L m ,I p 计算参看单端反激电路。

2019年反激式开关电源设计大全

2019年反激式开关电源设计大全

前言 对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它 的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消 副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负 载运行时，该励磁分量均不变化。 励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水 泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整 个工作过程中保持恒定。 正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电 流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分 量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝 数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很 小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。 反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步：第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来； 第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。

可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压 器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没 有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向 磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。 磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁 感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动 势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开 关管上，开关管会瞬时损坏。 由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下， 首要解决的是磁芯饱和问题。 如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源 变压器设计的思考二中讨论。 反激式开关电源设计的思考二---气隙的作用 “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁 芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢? 由全电流定律可知:

(整理)反激式开关电源变压器设计原理.

反激式开关电源变压器设计原理 (Flyback Transformer Design Theory) 第一节. 概述. 反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图. 一、反激式转换器的优点有: 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2. 转换效率高,损失小. 3. 变压器匝数比值较小. 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求. 二、反激式转换器的缺点有: 1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下. 2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大. 3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 第二节. 工作原理 在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下: 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2. 由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T 由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN. 开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip 亦可用下列方法表示: Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T

反激式电源设计及应用

反激式电源设计及应用 变压器有两种绕法:顺序绕法和夹层绕法.这两种绕法对EMI和漏感有不同的影响. 顺序绕法一般漏感为电感量的5%左右,但由于初,次级只有一个接触面,耦合电容较小,所以EMI 比较好. 夹层绕法一般漏感为电感量的1-3%左右,但由于初,次级只有两个接触面,耦合电容较大,所以EMI 比较难过.一般30-40W以下,功率不大,漏感能量还可以接受,所以用顺序绕法比较多,40W以上,漏感的能量较大,一般只能用夹层绕法. 变压器的漏感主要与哪些因素有关 绕组顺序:夹层绕法一般是先初级,后次级的1/2-1/3. 变压器形状:长宽比越大的变压器漏感越小. 先初級1/2-次級-初級1/2,大家叫這為三明治繞法 夹层?好象是先原边的二分之一,再逼边,再原边的二分之一吧! (1)变压器由于绕制造成的耦合电容偏差对变压器有那些指标有影响? (2)如你所说,顺序绕法露感较大,耦合电容较小,EMI较好,怎样从理论上解释耦合电容小EMI小这一问题?当然我想你这是从变压器本身来说的,从整个电源来说,漏感较大的话,整个产品的EMI 是不好的.所以我到认为,漏感的因素比耦合电容更能引起EMI难过,我这样说有道理吗? (3)在提到屏蔽层时,我有点不明白屏蔽绕组在变压器中是怎样设计的? 耦合电容是最大的共模干扰传导途径.
漏感产生的干扰频率比较低,也容易处理 这个电容到底起到什么作用?
通常的隔离变换器中,在原边和副边需接一个或两个耐高压隔离电容,通常也很小,这个电容到底是起到什么作用呢?事实也是,如果这个电容取得不当,会影响到输出噪声指标?不知cmg老哥对这个电容怎么看?还有就是这个电容连接到原副边,是接两个地呢,还是接输入地端和输出正端...? 并不是说不能用三名治饶,功率稍微大一点也只能用这个方法.否则漏感太大.
只是干扰大小的问题,当然在小功率的时候有更多的考虑,比如取消共摸电感,来降低成本. 我发现个有趣的问题,以前我也一直是认为更小的耦合电容对EMI有更多的好处.但我在最近的实验中发现当我把漏感控制在0.5%-0.8%时,整机电源的效率显著上升,再测传导和辐射发现原本辐射超过标准2个DB变成留有6.4DB余量. (说明:电源输出电压19V,功率75w.采用四段式绕法) 漏感小后,MOS关断时D-S端的震荡波形的幅度会减小,而这是最重要的干扰源,小了干扰能量会降低. 在反激式开关电源中,变压器相当于电感的作用.在开关管导通时,变压器储能,开关管关断时,变压器向次级释放能量.那么功率由开关管导通电流确定还是电感量确定? 在反激开关电源变压器设计时,如何计算变压器的气隙? 能否详细介绍开关电源的斜率补偿的作用,原理? 功率既不是由电感量确定,也不是由开关管确定,是由你的需要确定. 一般程序是这样,由功率和经验效率确定变压器的型号,也可以由“AP”等书上介绍的方法确定变

反激式开关电源设计的思考(一到五)

反激式开关电源设计的思考一 对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负载运行时，该励磁分量均不变化。 励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整个工作过程中保持恒定。 正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。 反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步： 第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来； 第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。 可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。 磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开关管上，开关管会瞬时损坏。 由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下，首要解决的是磁芯饱和问题。 如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源变压器设计的思考二中讨论。 关键词:开关电源反激式磁芯饱和 反激式开关电源设计的思考二 “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢?由全电流定律可知:

反激式开关电源原理与工程设计

反激式开关电源原理与工程设计 一．反激式开关电源的原理分析 二．反激式开关电源实际电路的主要部件及其作用三．反激式开关电源电路各主要器件的参数选择四．反激式开关电源pcb排板原则 五．变压器的设计 六．反激式开关电源的稳定性问题

反激式开关电源原理与工程设计 一．反激式开关电源的原理分析 1.反激式开关电源电路拓扑 2.为什么是反激式 a.变压器的同名端相反 b.利用了二极管的单向导电特性 3.电感电流的变化为何不是突变 电压加在有电感的闭合回路上，流过电感上电流不是突变

的，而是线性增加。 愣次定律： a.当电感线圈流过变化的电流时会产生感生电动势，其大 小于与线圈中电流的变化率成正比； b.感生电动势总是阻碍原电流的变化 4.变压器的主要作用与能量的传递 理想变压器与反激式变压器的区别 反激式变压器的作用 a.电感（储能）作用 遵守的是安匝比守恒（而不是电压比守恒） 储存的能量为1/2×L×Ip2

b.限流的作用 c.变压作用 初次级虽然不是同时导通，它们之间也存在电压转换关系，也是初级按匝比变换到次级，次级按变比折射回初级。 d.变压器的气隙作用 扩展磁滞回线，能使变压器更不易饱和 磁饱和的原理 图 电感值跟导磁率成正比,

导磁率=B/H B是磁通密度 H是磁场强度 简单一点,H跟外加电流成正比就是了，增加电流,磁流密度会跟着增加, 当加电流至某一程度时,我们会发现,磁通密度会增加得很慢, 而且会趋近一渐近线.当趋近这一渐近线时,这时的磁通密度,我们就称為饱和磁通密度,电感值跟导磁率成正比,导磁率=B/H B是磁通密度,H是磁场强度(电流增加,H会增加.) H会增加,但B不会增加, 导磁率变化量会趋近零啦! 电感值跟导磁率变化量成正比, 导磁率变化量趋近零,那电感值会是多少? 零 5.开关管漏极电压的组成 a. 高压为基础部分 b. 折射回来的电压部分 c. 漏感产生的尖峰部分 波形

反激电源的控制环路设计word版本

反激電源の控制環路設計一环路设计用到の一些基本知识。 电源中遇到の零极点。

注：上面の图为示意图，主要说明不同零极点の概念，不代表实际位置。 二电源控制环路常用の3种补偿方式。 （1） 单极点补偿，适用于电流型控制和工作在DCM方式并且滤波电容のESR零点频率较低の电源。其主要作用原理是把控制带宽拉低，在功率部分或加有其他补偿の部分の相位达到180度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿。

（2） 双极点，单零点补偿，适用于功率部分只有一个极点の补偿。如：所有电流型控制和非连续方式电压型控制。 （3） 三极点，双零点补偿。适用于输出带LC谐振の拓扑，如所有没有用电流型控制の电感电流连续方式拓扑。 三，环路稳定の标准。 只要在增益为1时（0dB）整个环路の相移小于360度，环路就是稳定の。 但如果相移接近360度，会产生两个问题：1）相移可能因为温度，负载及分布参数の变化而达到360度而产生震荡；2）接近360度，电源の阶跃响应（瞬时加减载）表现为强烈震荡，使输出达到稳定の时间加长，超调量增加。如下图所示具体关系。

所以环路要留一定の相位裕量，如图Q=1时输出是表现最好の，所以相位裕量の最佳值为52度左右，工程上一般取45度以上。如下图所示：

这里要注意一点，就是补偿放大器工作在负反馈状态，本身就有180度相移，所以留给功率部分和补偿网络の只有180度。幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足の，所以设计时一般不用特别考虑。由于增益曲线为-20dB/decade时，此曲线引起の最大相移为90度，尚有90度裕量，所以一般最后合成の整个增益曲线应该为-20dB/decade 部分穿过0dB.在低于0dB带宽后，曲线最好为-40dB/decade，这样增益会迅速上升，低频部分增益很高，使电源输出の直流部分误差非常小，既电源有很好の负载和线路调整率。 四，如何设计控制环路？ 经常主电路是根据应用要求设计の，设计时一般不会提前考虑控制环路の设计。我们の前提就是假设主功率部分已经全部设计完成，然后来探讨环路设计。环路设计一般由下面几过程组成： 1）画出已知部分の频响曲线。 2）根据实际要求和各限制条件确定带宽频率，既增益曲线の0dB频率。 3）根据步骤2）确定の带宽频率决定补偿放大器の类型和各频率点。使带宽处の曲线斜率为20dB/decade,画出整个电路の频响曲线。 上述过程也可利用相关软件来设计：如pspice, POWER-4-5-6. 一些解释：

反激式开关电源设计

基于U C3845的反激式开关电源设计 时间：2011-10-2821:40:13来源：作者： 引言 反激式开关电源以其结构简单、元器件少等优点在自动控制及智能仪表的电源中得到广泛的应用。开关电源的调节部分通常采用脉宽调制（PWM）技术，即在主变换器周期不变的情况下，根据输入电压或负载的变化来调节功率MOSFET管导通的占空比，从而使输出电压稳定。脉宽调制的方法很多，本文中所介绍的是一种高性能的固定频率电流型脉宽集成控制芯片UC3845。该芯片是专为离线的直流至直流变换器应用而设计的。其主要特点是具有内部振荡器、高精度误差比较器、逐周电流取样比较、启动电流小、大电流图腾柱输出等，是驱动MOSFET的理想器件。 1UC3845简介 UC3845芯片为SO8或SO14管脚塑料表贴元件。专为低压应用设计。其欠压锁定门限为8.5v（通），7.6V（断）；电流模式工作达500千赫输出开关频率；在反激式应用中最大占空比为0.5;输出静区时间从50%~70%可调；自动前馈补偿；锁存脉宽调制，用于逐周期限流；内部微调的参考源；带欠压锁定；大电流图腾柱输出；输入欠压锁定，带滞后；启动及工作电流低。 芯片管脚图及管脚功能如图1所示。 图1UC3845芯片管脚图 1脚：输出/补偿，内部误差放大器的输出端。通常此脚与脚2之间接有反馈网络，以确定误差放大器的增益和频响。 2脚：电压反馈输入端。此脚与内部误差放大器同向输入端的基准电压（2.5V）进行比较，调整脉宽。 3脚：电流取样输入端。 4脚：RT/CT振荡器的外接电容C和电阻R的公共端。通过一个电阻接Vref通过一个电阻接地。 5脚：接地。 6脚：图腾柱式PWM输出，驱动能力为土1A. 7脚：正电源脚。 8脚：Vref，5V基准电压，输出电流可达50mA. 2设计方法 如图2为基于UC3845反激式开关电源的电路图，虚线框内为UC3845内部简化方框图。 1）启动电压和电容的选择 交流电源115VAC经整流、滤波后为一个纹波非常小的直流高压Udc,该电压根据交流电源范围往往可得到一个最大Udcmax，一和最小电压Udcmin。 当直流输入电压大于144V以上时，UC3845应启动开始工作，启动电阻应由线路直流电压和启动所需电流来确定。 根据UC3845的参数分析可知，当启动电压低于8.5V时，UC3845的整个电路仅消耗lmA的电流，即UC3845的典型启动电压为8.5V,电流为1mA.加上外围电路损耗约0.5mA,即整个电路损耗约1.5mA.在输入直流电压为最小电压Ddcmmn时，启动电阻Rin的计算如下： 图2基于UC3845反激式开关电源的电路图 启动过程完成后，UC3845的消耗电流会随着MOSFET管的开通增至100mA左右。该电流由启动电容在启动时储存的电荷量来提供。此时，启动电容上的电压会发生跌落到7.6V以上，要使UC3845fj~

反激式开关电源设计的思考六

反激式开关电源设计的 思考六 Company number：【WTUT-WT88Y-W8BBGB-BWYTT-19998】

反激式开关电源设计的思考六（变压器设计实例）作者熊日期 2008-10-26 14:55:0 0 反激式开关电源设计的思考六 －变压器设计实例 已知条件： 输入电压：DC:380V～700V 输出电压：1) 5V／ 2) 12V／ 3) 24V／ PWM控制论芯片选用UC2842， 开关频率：50KHz 效率η：80％ 取样电压用12V，5V用7-8V电压通过低压差三端稳压块得到； 算得Po＝5×+12×+24×= W 计算步骤： 1、确定变比N N＝Np／Ns VoR = N(VO+VD) N＝VoR／(VO+VD) VoR取210V

N＝210／(12+1)＝取16 2.计算最大占空比Dmax 3、选择磁芯 计划选择EE型磁芯，因此ΔB为，电流密度J取4A/mm2 Ap = AwAe = 6500×P0 / (△B×J×f) ＝×103 （mm4） 通过查南通华兴磁性材料有限公司EE型磁芯参数知

通过上面计算,考虑到还有反馈绕组，要留有一定余量，最终选择EE25磁芯 EE25磁芯的Ae＝= 4、计算初级匝数Np 5、初级峰值电流:Ip 6、初级电感量L

7、次级匝数 1) 、12V取样绕组Ns： Ns＝Np/N ＝250／16 ＝取16匝 2）、计算每匝电压数Te： Te＝（Uo＋Ud）／Ns ＝（12＋1）／16 ＝ 3）、匝数： ＝U／Te ＝（＋）／ ＝取10匝 4）、24V匝数 N24V＝U／Te ＝（24＋1）／

反激式开关电源设计资料.doc

反激式开关电源设计资料 前言 反激式开关电源的控制芯片种类非常丰富，芯片厂商都有自己的专用芯片，例如UC3842、UC3845、OB2262、OB2269、TOPSWITCH 等等。虽然控制芯片略有不同，但是反激式开关电源的拓扑结构和电路原理基本上是一样的，本资料以UC3842为控制芯片设计了一款反激式开关电源。 单端反激式开关稳压电源的基本工作原理如下： D1 T R L 图1 反激式开关电源原理图 当加到原边主功率开关管Q1的激励脉冲为高电平使Q1导通时，直流输入电压V IN加载原边绕组N P两端，此时因副边绕组相位是上负下正，使整流管D1反向偏置而截止；当驱动脉冲为低电平使Q1截止时，原边绕组N P两端电压极性反向，使副边绕组相位变为上正下负，则整流管被正向偏置而导通，此后存储在变压器中的磁能向负载传递释放。因单端反激式电源只是在原边开关管到同期间存储能

量，当它截止时才向负载释放能量，故高频变压器在开关工作过程中，既起变压隔离作用，又是电感储能元件。因此又称单端反激式变换器是一种“电感储能式变换器”。 学习了反激式开关电源的工作原理之后，我们可以自行设计一款电源进行调试。开关电源是一门实验科学，理论知识的学习是必不可少的，但是光掌握了理论知识是远远不够的，还要多做实验，测试不同环境不同参数下的电源工作情况，这样才能对电源有更深的认识。除此之外，掌握大量的实验数据可以对以后设计电源和电源的优化提供很大帮助，可以更快速更合理的设计出一款新电源或者排除一些电源故障。通过阅读下面的章节，可以使你对电源从原理理解到设计能力有一个快速的提升。

第一章 电源参数的计算 第一步，确定系统的参数。我们设计一个电源首先要确定电源工作在一个什么样的环境，比如说输入电压的范围、频率、网侧电压是否纯净，接下来是电源的输出能力包括输出电压、电流和纹波大小等等。先要确定这些相关因素，才能更好的设计出符合标准的电源。我们在第二章会详细介绍如何利用这些参数设计电源。 输入电压范围（V line min 和V line max ）； 输入电压频率（f L ）； 输出电压（V O ）； 输出电流（I O ）； 最大输出功率 （P 0）。 效率估计（E ff ）：需要估计功率转换效率以计算最大输入功率。如果没有参考数据可供使用，则对于低电压输出应用和高电压输出应用，应分别将E ff 设定为0.8~0.85。 利用估计效率，可由式（1-1）求出最大输入功率。 O IN ff P P E = （1-1） 第二步：确定输入整流滤波电容（C DC ）和DC 电压范围。 最大DC 电压纹波计算： max DC V ?= （1-2） 式（1-2）中，D ch 为规定的输入整流滤波电容的充电占空比。其 典型值为0.2。对于通用型输入（85~265Vrms ），一般将max V DC ?设定为

FAN6754A在PWM反激式开关电源的应用设计

FAN6754A在PWM反激式开关电源的应用设计 本文介绍了新款峰值电流型PWM控制芯片FAN6754A的工作特性和原理，分析了反激式开关电源的设计原理以及工作过程。针对次级电路结构，设计了一种新型反激式开关稳压电源。着重介绍了反激式开关电源的变压器设计过程，包括电感值的计算、磁芯的选择、绕组匝数的确定以及气隙等。利用三端稳压器TL431配合FAN6754A实现了对电源电压的控制和稳压输出，采用光耦器件实现了输入/输出的隔离和反馈。并在电源电路中加入了热敏电阻以及过压、过流保护等保护措施。实验测试结果表明：所设计的电源效率接近89%、稳压性能优良、纹波小、电压调整率、负载调整率高等优点。 不论在成本还是在技术方面，反激式拓扑都已被证明是一种有效的解决方案，在笔记本电脑的AC-DC适配器和充电器中用PWM功率转换来实现。这里本文设计了一种采用FAN6754A控制芯片应用于65W/19V笔记本电源适配器的新型反激式开关电源。 1 FAN6754A概述 FAN6754A是飞兆半导体(Fairchild)公司一款高度集成的用于通用开关电源和包括电源适配器在内的反激式绿色PWM控制器，可满足目前严苛的国际节能规范要求，FAN6754A 可提供高启动电压，将轻负载下的能效?提高25%.内置8ms软启动电路可大大减少MOSFET 启动时的电流尖峰和输出电压过冲现象。FAN6754A能降低EMI多达5-10dB的抖频功能，此外，FAN6754A加入了数项设计功能，能够降低总体功耗，例如专有绿色模式功能，提供关断时间调制以连续减低轻负载条件下的开关频率。 FAN6754A内置了多种稳健、精确的保护功能，以保护电源避免故障，完全无需增添外部组件或电路，如过低电压保护、欠压锁定(UVLO)、过压保护(OVP)、过载保护(OLP)和过温保护(OTP)、过流保护(OCP) 和过流限制(OCL)。VDD过压保护(OVP)功能可防止反馈环路开环等异常状况造成的损害。当VDD因异常状况超过24V时，PWM输出将会关断。欠压锁定(UVLO)电路有两个阈值，即导通和关断阈值，分别内固定为17V和10V.这里的UVLO 具有两段式的关断阈值，控制器的保护动作时，VDD电压下降到UVLO的关断阈值10V之下，PWM输出将被停止。但VDD此时不会马上重新上升，会继续下降到完全关断电压点6.5V之后，VDD才会重新上升到启动电压点，PWM控制器便会重新输出脉冲，这种机制使电源在输出短路或开环等异常情况下，平均输入功率可以被大大降低，不会发生电源过热的现象。不同于以往的PWM控制器，FAN6754A的HV4引脚还能执行AC欠压保护功能。采用一个快速二极管和启动电阻来对AC线电压进行采样(每180μS一次采样，脉宽20μS)，每一个采样周期峰值都被更新并存储在寄存器中，这个峰值可用于欠压和电流级限制调节。当HV引脚上的电压低于欠压电压时，PWM 输出关断。此外，HV 引脚能够进行限流值调整，缩小整个AC 电压范围上的过流保护容限。 2 反激式开关电源的设计 电源主电路采用单端反激式拓扑结构，开机后，220V市电经过EMI滤波器、整流桥BD和滤波电容后，转化为约310V的直流电;220V市电的通过启动电阻R7触发芯片内部的恒流源对VDD电容充电，当VDD达到导通门槛电压后，FAN6754A输出脉冲，电源开始工作，此后芯片由辅助绕组供电，电压维持在17V左右。主开关管开通后，次级Q3 处于断态，原边N1绕组的电流线性增长，电感储能增加;开关管关断后，N1绕组的电流被切断，变压器中的磁场能量通过副边绕组和Q3向输出端释放。FAN6754A 8脚产生的PWM脉冲

反激式开关电源的设计方法

1 设计步骤: 1.1 产品规格书制作 1.2 设计线路图、零件选用. 1.3 PCB Layout. 1.4 变压器、电感等计算. 1.5 设计验证. 2 设计流程介绍: 2.1 产品规格书制作 依据客户的要求，制作产品规格书。做为设计开发、品质检验、生产测试等的依据。 2.2 设计线路图、零件选用。 2.3 PCB Layout. 外形尺寸、接口定义，散热方式等。 2.4 变压器、电感等计算. 变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的， 2.4.1 决定变压器的材质及尺寸: 依据变压器计算公式 Gauss x NpxAe LpxIp B 100(max ) B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss) Lp = 一次侧电感值(uH) Ip = 一次侧峰值电流(A) Np = 一次侧(主线圈)圈数 Ae = 铁心截面积(cm 2) B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK Ferrite Core PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss ，设计时应考 虑零件误差，所以一般取3000~3500 Gauss 之间，若所设计的 power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右，以避免铁心 因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以 做较大瓦数的Power 。 2.4.2 决定一次侧滤波电容: 滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦数的Power ，但相对价格亦较高。 2.4.3 决定变压器线径及线数: 变压器的选择实际中一般根据经验，依据电源的体积、工作频率，

反激式开关电源设计

反激式开关电源设计 对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负载运行时，该励磁分量均不变化。 励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整个工作过程中保持恒定。 正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。 反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步：第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来； 第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。 可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向磁

能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。 磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开关管上，开关管会瞬时损坏。 由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下，首要解决的是磁芯饱和问题。 如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源变压器设计的思考二中讨论。 反激式开关电源设计的思考二---气隙的作用 王佰营徐丽红 w https://www.wendangku.net/doc/04146341.html, “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢? 由全电流定律可知:

总结：开关电源设计心得

总结：开关电源设计心得 首先从开关电源的设计及生产工艺开始描述吧，先说说印制板的设计。开关电源工作在高频率，高脉冲状态，属于模拟电路中的一个比较特殊种类。布板时须遵循高频电路布线原则。 1、布局：脉冲电压连线尽可能短，其中输入开关管到变压器连线，输出变压器到整流管连接线。脉冲电流环路尽可能小如输入滤波电容正到变压器到开关管返回电容负。输出部分变压器出端到整流管到输出电感到输出电容返回变压器电路中X电容要尽量接近开关电源输入端，输入线应避免与其他电路平行，应避开。 Y电容应放置在机壳接地端子或FG连接端。共摸电感应与变压器保持一定距离，以避免磁偶合。如不好处理可在共摸电感与变压器间加一屏蔽，以上几项对开关电源的EMC性能影响较大。 输出电容一般可采用两只一只靠近整流管另一只应靠近输出端子，可影响电源输出纹波指标，两只小容量电容并联效果应优于用一只大容量电容。发热器件要和电解电容保持一定距离，以延长整机寿命，电解电容是开关电源寿命的瓶劲，如变压器、功率管、大功率电阻要和电解保持距离，电解之间也须留出散热空间，条件允许可将其放置在进风口。 控制部分要注意：高阻抗弱信号电路连线要尽量短如取样反馈环路，在处理时要尽量避免其受干扰、电流取样信号电路，特别是电流控制型电路，处理不好易出现一些想不到的意外。 下面谈一谈印制板布线的一些原则 线间距：随着印制线路板制造工艺的不断完善和提高，一般加工厂制造出线间距等于甚至小于0.1mm已经不存在什么问题，完全能够满足大多数应用场合。考虑到开关电源所采用的元器件及生产工艺，一般双面板最小线间距设为0.3mm，单面板最小线间距设为0.5mm，焊盘与焊盘、焊盘与过孔或过孔与过孔，最小间距设为0.5mm，可避免在焊接操作过程中出现“桥接”现象。，这样大多数制板厂都能够很轻松满足生产要求，并可以把成品率控制得非常高，亦可实现合理的布线密度及有一个较经济的成本。 最小线间距只适合信号控制电路和电压低于63V的低压电路，当线间电压大于该值时一般可按照500V/1mm经验值取线间距。

反激式开关电源变压器的设计word文档

反激式开关电源变压器的设计 反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D ，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我设计变压器的方法。 设计变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V 到265V ，输出5V ，2A 的电源，开关频率是100KHZ 。 第一步，选定原边感应电压V OR 这个值是由自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电压，为了便于理解，我们从下面图一所示的例子谈起，慢慢的来。 这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，下面分析一下一个工作周期的工作情况，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的电流： I 升=V S *Ton/L 这三项分别是原边输入电压、开关开通时间和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的电流： Ｉ降=V OR *T OFF /L 这三项分别是原边感应电压（即放电电压）、开关管关断时间和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流会回到原来的值，不可能会变，所以，有： V S *T ON /L=V OR *T OFF /L 图一

多路输出反激式开关电源设计

多路输出反激式开关电源设计 摘要:以UC3844芯片为控制核心，设计并制作了多路输出反激式开关电源。完成了多路输出反激式开关电源系统设计，完成具体模块电路详细设计，包括 EMI 滤波电路、前级保护和整流桥电路、缓冲吸收电路、高频变压器、UC3844的启动与驱动电路、电流检测和过流保护电路等。合理选择、设计和分配了开关电源各电路参数；设计出电路原理图，根据设计规范制作出 PCB，并组装出电源样机，最后对设计的样机进行测试验证。 开关电源样机输出电压稳定性较高，输出电压纹波较小，符合设计规范小于80mV 的要求；样机整体测试结果表明，电源各项指标均符合要求，输出稳定，性能较好。 关键词：开关电源；反激式；UC3844；模块化

Design of Multi-output Flyback Switching Power Supply Abstract: It was designed and produced a set of multiple output fly-back switching power supply, using the chip UC3844 as the control core. The design of the system and specific module circuits was completed. The module circuits include EMI filter circuit, level protection and bridge rectifier circuit, snubber circuit, high frequency transformer, start and drive circuit of UC3844, current sensing and over-current protection circuit. The parameters of switching power supply circuit were chose, designed and distributed reasonably. According to the schematic circuit design and design specifications, we produced the PCB, and assembled the prototype of power supply, also finished the test in the final. The higher stability of the output voltage of the switching power supply prototype, the output voltage ripple is small, meet the design specifications to the requirements of less than 80mV; The prototype of the overall test results show that the power of the indicators are in line with the requirements, output stability, better performance. Keywords:switch power supply；flyback；UC3844；Modular

反激式电源设计及应用

为提高大家的兴趣,我先讲一点变压器.大家都知道变压器有两种绕法:顺序绕法和夹层绕法.这两种绕法对EMI和漏感有不同的影响. 顺序绕法一般漏感为电感量的5%左右,但由于初,次级只有一个接触面,耦合电容较小,所以EMI比较好. 夹层绕法一般漏感为电感量的1-3%左右,但由于初,次级有两个接触面,耦合电容较大,所以EMI比较难过.一般30-40W以下,功率不大,漏感能量还可以接受,所以用顺序绕法比较多,40W以上,漏感的能量较大,一般只能用夹层绕法。绕组顺序:夹层绕法一般是先初级的1/2-1/3,后次级. 变压器形状:长宽比越大的变压器漏感越小. 耦合电容是最大的共模干扰传导途径.漏感产生的干扰频率比较低,也容易处理. 也许你是不加共模电感吧!很多的公司都是用的三明治绕制的!并不是说不能用三明治绕,功率稍微大一点也只能用这个方法.否则漏感太大.只是干扰大小的问题,当然在小功率的时候有更多的考虑,比如取消共摸电感,来降低成本. 我也一直是认为更小的耦合电容对EMI有更多的好处.但我在最近的实验中发现当我把漏感控制在0.5%-0.8%时,整机电源的效率显著上升,再测传导和辐射发现原本辐射超过标准2个DB变成留有6.4DB余量.(说明:电源输出电压19V,功率75w.采用四段式绕法)。漏感小后,MOS关断时D-S端的震荡波形的幅度会减小,而这是最重要的干扰源,小了干扰能量会降低. 如何确定功率?非连续状态下: 初级电感中的单位时间储存的能量:W=1/2*Lp*Ip^2*f ，Lp:初级电感量，Ip:初级电流峰值，f:频率。开关管关闭时,上述能量向次级传送,一部分被损耗,剩下的为输出功率.功率既不是由电感量确定,也不是由开关管确定,是由你的需要确定. 一般程序是这样,由功率和经验效率确定变压器的型号,也可以由“AP”等书上介绍的方法确定变压器,我一般是根据经验确定,要求比较严格时用允许温升确定变压器型号.确定变压器后其他参数可算出.包括开关管的电流,这样就可以选管子. 变压器的气隙有相关的公式计算,但注意气息一般不要大于1毫米,否则可能引起边缘磁通效应使初级有过热点. 反激电压方式不需要斜率补偿.电流方式大于50%脉宽,或为了防止噪音影响需要加,计算方法可参考3842应用指南. 变压器的两种屏蔽层. 在小功率电源变压器中,一般有两种屏蔽层,铜泊和绕组.铜泊的原理是切断了初次级间杂散电容的路径,让其都对地形成电容,其屏蔽效果非常好,但工艺,成本都上升.绕组屏蔽两种原理都在起作用:切断电容路径和电场平衡.所以绕组的匝数,绕向和位置对EMI的结果都有很大影响.可惜我不会在这里画图来讲解,总之有一点:屏蔽绕组感应的电压要和被屏蔽绕组工作时的电压方向相反.屏蔽绕组的位置对电源的待机功耗有较大的影响.下节讲变压器浸漆和屏蔽绕组位置对待机功耗的影响. 你的屏蔽绕组输出接哪儿?不用接哪儿,只接一个脚!屏蔽在初次级间时,其接地可以不接,接原边地,接次边地,接大地几种形式,一般接原边的地的情况较多.不知道cmg兄是如何处理的. 变压器的外部加屏蔽,特别在flyback中,由于要加气隙,在批量小或简单起见,不是只在中间加,而是磁心截面全有气隙,为减小外部气隙的磁场干扰,而加屏蔽的,此屏蔽一般接大地.是EMI屏蔽,非安全屏蔽.可以接原边的地线,也可以接原边的高压端,EMI几乎没有分别,因为有高压电容存在,上下对共模信号(一般大于1M后以共模干扰为主)来说是等电位的. 变压器的外部屏蔽可以不接,也可以接初级地线,其对EMI的影响看绕组内部的情况,但注意安规的问题,接初级地线,磁芯就是初级. 屏蔽绕组对变压器的工作有影响：屏蔽绕组为了起到很好的作用,一般紧靠初级,这样它跟初级绕组之间形成一个电容,屏蔽绕组一般接初级地线或高压端,这个电容就相当于接在MOS的D-S端,很明显造成很大的开通损耗.影响了待机功耗,对3842控制来说还可能引起空载不稳定.当然,加屏蔽也会使漏感增大,但此影响在空载时是次要的. 那是不是减小了关断损耗呢?如果关断损耗比开通损耗大呢?理论上关断损耗会小.但由于关断电路作用都很强,MOS速度又快,所以对关断的损耗影响很小. 另外屏蔽引起的损耗严格来说不全算开通损耗,有一部分是导通损耗,在开通瞬间和导通后,电容放电.用电流探头可以很明显看到导通瞬间有一个很大的尖峰. 我觉得在mos管导通时,屏蔽层等效电容被放电,所以会造成开通损耗,效果就象mos管并电容造成损耗,我想cmg大师是这个意思吧.CMG你好,请教屏蔽绕组的饶法!! 比如我的屏蔽绕组在初次级之间,那么从磁芯骨架一针起饶,请问方向是不是和初级线圈的方向相反?饶制屏蔽绕组是不是刚好布满一层为选择?那么屏蔽绕组的起始端和终端是不是接同样点(就是短接后再接出!!) 这样是不是和铜泊屏蔽一样??屏蔽层要充满一层,不能短接,饶向有影响. 屏蔽绕组感应的电压要和被屏蔽绕组工作时的电压方向相反. 你的意思是要反绕是吗?如果你能反饶也可以,但在生产工艺上是不可能的.可以改变绕组从左到右,或从右到左的方向. 不过为什么不可以呢?把骨架换个向不就搞定了!可能你没有接触过工厂的生产过程.骨架换方向当然可以,但生产效率差不多降低40%.变压器的价格就上来了. 1. 实际的电容总有感抗成分在内,在共模频率内,接高压端和地线真对EMI没有分别吗? 2. \"变压器的外部屏蔽可以不接,也可以接初级地线,其对EMI的影响看绕组内部的情况\",能详细说明一下吗?比如顺绕和夹绕时外部屏蔽该怎样处理呢? 3.\"磁芯就是初级\"是什么意思? 3.\"磁芯就是初级\"是什么意思? 即磁芯是在一次侧,应注意与二次侧之间的安规距离.第一个确实几乎没有影响,我测过很多. 第二个有很多情况,我不一一细说,只告诉你一个原则,绕组最外层如果工作时电压变动大,则接地有巨大的影响,如果变动小,也有影响,但不是很大,当然电源功率本身很大时最好接地. 第三个是安规的问题,已经有人说了. 屏蔽形成回路问题的解释：屏蔽是为了抗EMI,产生的原因是漏感造成的,不屏蔽会向变压器周围的空间发射,屏蔽以后会把这部分的能量吸收了,严格来说屏蔽是会多吸收变压器的一点能量,这个问题可以形象地来理解为一个内阻很大的电源向外工作带一个负载电阻,很大的内阻是说他只是漏感造成的,对外的感应能力等效于外带负载,屏蔽相当于把外面的负