常见通信RF指标的内在和意义
常见通信RF指标的在和意义
温故而知新
这篇文章的初衷是源自我给工厂工程师写的一份“操作指南”，按理说写这些东西对于工作了十来年的人来说应该是手到擒来的，但是真正写的时候就发现原本计划提纲挈领的东西写成了冗长无比的八股文。
写完之后回头读一读，发现其实问题只有一个：
基础概念！
基础概念！
基础概念！
重要的事情说三遍。
当你写完“EVM可能随着Front-End的IL增大而恶化”的时候，如果阅读者是一个基础概念知识都不好的工程师（工厂里的工程师很多都是如此），人家第一反应是“E VM是什么”，继而是“EVM是为什么会跟IL有关系”，然后还可能是“EVM还跟什么指标有关系”——这就没完没了了。
所以我这里打算“扯到哪算哪”，把一些常见的概念列举出来，抛砖引玉，然后看看效果如何。
Rx Sensitivity（接收灵敏度）
接收灵敏度，这应该是最基本的概念之一，表征的是接收机能够在不超过一定误码率的情况下识别的最低信号强度。这里说误码率，是沿用CS（电路交换）时代的定义作一个通称，在多数情况下，BER (bit error rate)或者PER (packet error rate)
会用来考察灵敏度，在LTE时代干脆用吞吐量Throughput来定义——因为LTE干脆没有电路交换的语音信道，但是这也是一个实实在在的进化，因为第一次我们不再使用诸如12.2kbps RMC（参考测量信道，实际代表的是速率12.2kbps的语音编码）这样的“标准化替代品”来衡量灵敏度，而是以用户可以实实在在感受到的吞吐量来定义之。
SNR（信噪比）
讲灵敏度的时候我们常常联系到SNR（信噪比，我们一般是讲接收机的解调信噪比），我们把解调信噪比定义为不超过一定误码率的情况下解调器能够解调的信噪比门限（面试的时候经常会有人给你出题，给一串NF、Gain，再告诉你解调门限要你推灵敏度）。那么S和N分别何来？
S即信号Signal，或者称为有用信号；N即噪声Noise，泛指一切不带有有用信息的信号。有用信号一般是通信系统发射机发射出来，噪声的来源则是非常广泛的，最典型的就是那个著名的-174dBm/Hz——自然噪声底，要记住它是一个与通信系统类型无关的量，从某种意义上讲是从热力学推算出来的（所以它跟温度有关）；另外要注意的是它实际上是个噪声功率密度（所以有dBm/Hz这个量纲），我们接收多大带宽的信号，就会接受多大带宽的噪声——所以最终的噪声功率是用噪声功率密度对带宽积分得来。
TxPower（发射功率）
发射功率的重要性，在于发射机的信号需要经过空间的衰落之后才能到达接收机，那么越高的发射功率意味着越远的通信距离。
那么我们的发射信号要不要讲究SNR？譬如说，我们的发射信号SNR很差，那么到达接收机的信号SNR是不是也很差？
这个牵涉到刚才讲过的概念，自然噪声底。我们假设空间的衰落对信号和噪声都是效果相同的（实际上不是，信号能够通编码抵御衰落而噪声不行）而且是如同衰减器一般作用的，那么我们假设空间衰落-200dB，发射信号带宽1Hz，功率50dBm，信噪比50dB，接收机收到信号的SNR是多少？
接收机收到信号的功率是50-200=-150Bm（带宽1Hz），而发射机的噪声
50-50=0dBm通过空间衰落，到达接收机的功率是0-200=-200dBm（带宽1Hz）？这时候这部分噪声早已被“淹没”在-174dBm/Hz的自然噪声底之下了，此时我们计算接收机入口的噪声，只需要考虑-174dBm/Hz的“基本成分”即可。
这在通信系统的绝大部分情况下是适用的。
ACLR/ACPR
我们把这些项目放在一起，是因为它们表征的实际上是“发射机噪声”的一部分，只是这些噪声不是在发射信道之，而是发射机泄漏到临近信道中去的部分，可以统称为“邻道泄漏”。
其中ACLR和ACPR（其实是一个东西，不过一个是在终端测试中的叫法，一个是在基站测试中的叫法罢了），都是以“Adjacent Channel”命名，顾名思义，都是描述本机对其他设备的干扰。而且它们有个共同点，对干扰信号的功率计算也是以一个信道带宽为计。这种计量方法表明，这一指标的设计目的，是考量发射机泄漏的信号，对相同或相似制式的设备接收机的干扰——干扰信号以同频同带宽的模式落到接收机带，形成对接收机接收信号的同频干扰。
在LTE中，ACLR的测试有两种设置，EUTRA和UTRA，前者是描述LTE系统对LTE系统的干扰，后者是考虑LTE系统对UMTS系统的干扰。所以我们可以看到EUTRAACLR的测量带宽是LTE RB的占用带宽，UTRA ACLR的测量带宽是UMTS信号的占用带宽（FDD系统3.84MHz，TDD系统1.28MHz）。换句话说，ACLR/ACPR描述的是一种“对等的”干扰：发射信号的泄漏对同样或者类似的通信系统发生的干扰。
这一定义是有非常重要的实际意义的。实际网络中同小区邻小区还有附近小区经常会有信号泄漏过来，所以网规网优的过程实际上就是容量最大化和干扰最小化的过程，而系统本身的邻道泄漏对于邻近小区就是典型的干扰信号；从系统的另一个方向来看，拥挤人群中用户的手机也可能成为互相的干扰源。
同样的，在通信系统的演化中，从来是以“平滑过渡”为目标，即在现有网络上升级改造进入下一代网络。那么两代甚至三代系统共存就需要考虑不同系统之间的干扰，LTE引入UTRA即是考虑了LTE在与UMTS共存的情形下对前代系统的射频干扰。
Modulation Spectrum/Switching Spectrum
而退回到GSM系统，Modulation Spectrum（调制谱）和Switching Spectrum（切换谱，也有称为开关谱的，对舶来品不同翻译的缘故）也是扮演了邻道泄漏相似的角色。不同的是它们的测量带宽并不是GSM信号的占用带宽。从定义上看，可以认为调制谱是衡量同步系统之间的干扰，而切换谱是衡量非同步系统之间的干扰（事实上如果不对信号做gating，切换谱一定是会把调制谱淹没掉的）。
这就牵涉到另一个概念：GSM系统中，各小区之间是不同步的，虽然它用的是TDMA；而相比之下，TD-SCDMA和之后的TD-LTE，小区之间是同步的（那个飞碟形状或者球头的GPS天线永远是TDD系统摆脱不了的桎梏）。
因为小区间不同步，所以A小区上升沿／下降沿的功率泄漏可能落到B小区的payload部分，所以我们用切换谱来衡量此状态下发射机对邻信道的干扰;而在整个577us的GSM timeslot里，上升沿／下降沿的占比毕竟很少，多数时候两个相邻小区的payload部分会在时间上交叠，评估这种情况下发射机对邻信道的干扰就可以参考调制谱。
SEM (Spectrum Emission Mask)
讲SEM的时候，首先要注意它是一个“带指标”，与spurious emission区分开来，后者在广义上是包含了SEM的，但是着重看的其实是发射机工作频段之外的频谱泄漏，其引入也更多的是从EMC（电磁兼容）的角度。
SEM是提供一个“频谱模版”，然后在测量发射机带频谱泄漏的时候，看有没有超出模版限值的点。可以说它与ACLR有关系，但是又不相同：ACLR是考虑泄漏到邻近信道中的平均功率，所以它以信道带宽为测量带宽，它体现的是发射机在邻近信道的“噪声底”；SEM反映的是以较小的测量带宽（往往100kHz到1MHz）捕捉在邻近频段的超标点，体现的是“以噪声底为基础的杂散发射”。
如果用频谱仪扫描SEM，可以看到邻信道上的杂散点会普遍的高出ACLR均值，所以如果ACLR指标本身没有余量，SEM就很容易超标。反之SEM超标并不一定意味着ACLR不良，有一种常见的现象就是有LO的杂散或者某个时钟与LO调制分量（往往带宽很窄，类似点频）串入发射机链路，这时候即便ACLR很好，SEM 也可能超标。
EVM（误差矢量）
首先，EVM是一个矢量值，也就是说它有幅度和角度，它衡量的是“实际信号与理想信号的误差”，这个量度可以有效的表达发射信号的“质量”——实际信号的点距离理想信号越远，误差就越大，EVM的模值就越大。
发射信号的EVM与SNR
EVM是如何与SNR扯上关系的呢？这里摘录一段度娘上的文献：
这是发射机天线口处的信噪比，反映的是发射信号的“固有信噪比”。
在（一）中我们曾经解释过为什么发射信号的信噪比不是那么重要，原因有二：第一是发射信号的SNR往往远远高于接收机解调所需要的SNR；第二是我们计算接收灵敏度时参考的是接收机最恶劣的情况，即在经过大幅度空间衰落之后，发射机噪声早已淹没在自然噪声底之下，而有用信号也被衰减到接收机的解调门限附近。
但是发射机的“固有信噪比”在某些情况下是需要被考虑的，譬如近距离无线通信，典型的如802.11系列。
802.11系列演进到802.11ac的时候，已经引入了256QAM的调制，对于接收机而言，即便不考虑空间衰落，光是解调这样高阶的正交调制信号就已经需要很高的信噪比，EVM越差，SNR就越差，解调难度就越高。
这是发射机天线口处的信噪比，反映的是发射信号的“固有信噪比”。
在（一）中我们曾经解释过为什么发射信号的信噪比不是那么重要，原因有二：第一是发射信号的SNR往往远远高于接收机解调所需要的SNR；第二是我们计算
接收灵敏度时参考的是接收机最恶劣的情况，即在经过大幅度空间衰落之后，发射机噪声早已淹没在自然噪声底之下，而有用信号也被衰减到接收机的解调门限附近。
但是发射机的“固有信噪比”在某些情况下是需要被考虑的，譬如近距离无线通信，典型的如802.11系列。
802.11系列演进到802.11ac的时候，已经引入了256QAM的调制，对于接收机而言，即便不考虑空间衰落，光是解调这样高阶的正交调制信号就已经需要很高的信噪比，EVM越差，SNR就越差，解调难度就越高。
作为发射机性能指标的EVM
这里我想拓开来讲一下EVM在衡量发射机性能上的作用。
做802.11系统的工程师，往往用EVM来衡量Tx线性度；而做3GPP系统的工程师，则喜欢用ACLR/ACPR/Spectrum来衡量Tx线性性能。
从起源上讲，3GPP是蜂窝通信的演进道路，从一开始就不得不关注邻信道、隔信道（adjacent channel, alternative channel）的干扰（北邮通信工程毕业的学生应该都学过怎么按照六边形小区推算最近的邻频小区）。换句话说，干扰是影响蜂窝通信速率的第一大障碍，所以3GPP在演进的过程中，总是以“干扰最小化”为目标的：GSM时代的跳频，UMTS时代的扩频，LTE时代RB概念的引入，都是如此。
而802.11系统是固定无线接入的演进，它是秉承TCP/IP协议精神而来，以“尽最大能力的服务”为目标，802.11中经常会有时分或者跳频的手段来实现多用户共存，而布网则比较灵活（毕竟以局域网为主），信道宽度也灵活可变。总的来说它对干扰并不敏感（或者说容忍度比较高）。
通俗的讲，就是蜂窝通信的起源是打，打不通用户会去电信局砸场子；802.11的起源是局域网，网络不好大概率是先耐着性子等等（其实这时候设备是在作纠错和重传）。
这就决定了3GPP系列必然以ACLR/ACPR一类“频谱再生”性能为指标，而802.11系列则可以以牺牲速率来适应网络环境。
具体说来，“以牺牲速率来适应网络环境”，就是指的802.11系列中以不同的调制阶数来应对传播条件：当接收机发现信号差，就立即通知对面的发射机降低调制
阶数，反之亦然。前面提到过，802.11系统中SNR与EVM相关很大，很大程度上EVM降低可以提高SNR。这样我们就有两种途径改善接收性能：一是降低调制阶数，从而降低解调门限；二是降低发射机EVM，使得信号SNR提高。
因为EVM与接收机解调效果密切相关，所以802.11系统中以EVM来衡量发射机性能（类似的，3GPP定义的蜂窝系统中，ACPR/ACLR是主要影响网络性能的指标）；又因为发射机对EVM的恶化主要因为非线性引起（譬如PA的AM-AM失真），所以EVM通常作为衡量发射机线性性能的标志。
EVM与ACPR/ACLR的关系
很难定义EVM与ACPR/ACLR的定量关系，从放大器的非线性来看，EVM与ACPR/ACLR应该是正相关的：放大器的AM-AM、AM-PM失真会扩大EVM，同时也是ACPR/ACLR的主要来源。
但是EVM与ACPR/ACLR并不总是正相关，我们这里可以找到一个很典型的例子：数字中频中常用的Clipping，即削峰（嗯，不是那位辽国南院大王、前丐帮帮主）。Clipping是削减发射信号的峰均比（PAR），峰值功率降低有助于降低通过PA之后的ACPR/ACLR；但是Clipping同时会损害EVM，因为无论是限幅（加窗）还是用滤波器方法，都会对信号波形产生损伤，因而增大EVM。
PAR的源流
PAR（信号峰均比）通常用CCDF这样一个统计函数来表示，其曲线表示的是信号的功率（幅度）值和其对应的出现概率。譬如某个信号的平均功率是10dBm，它出现超过15dBm功率的统计概率是0.01%，我们可以认为它的PAR是5dB。
PAR是现代通信系统中发射机频谱再生（诸如ACLP/ACPR/Modulation Spectrum）的重要影响因素。峰值功率会将放大器推入非线性区从而产生失真，往往峰值功率越高、非线性越强。
在GSM时代，因为GMSK调制的衡包络特性，所以PAR=0，我们在设计GSM 功放的时候经常把它推到P1dB，以得到最大限度的效率。引入EDGE之后，8PSK 调制不再是衡包络，因此我们往往将功放的平均输出功率推到P1dB以下3dB左右，因为8PSK信号的PAR是3.21dB。
UMTS时代，无论WCDMA还是CDMA，峰均比都比EDGE大得多。原因是码分多址系统号的相关性：当多个码道的信号在时域上叠加时，可能出现相位相同的情况，此时功率就会呈现峰值。
LTE的峰均比则是源自RB的突发性。OFDM调制是基于将多用户／多业务数据在时域上和频域上都分块的原理，这样就可能在某一“时间块”上出现大功率。LTE 上行发射用SC-FDMA，先用DFT将时域信号扩展到频域上，等于“平滑”掉了时域上的突发性，从而降低了PAR。
干扰指标汇总
这里的“干扰指标”，指的是出了接收机静态灵敏度之外，各种施加干扰下的灵敏度测试。实际上研究这些测试项的由来是很有意思的。
我们常见的干扰指标，包括Blocking，Desense，Channel Selectivity等。
Blocking（阻塞）
Blocking实际上是一种非常古老的RF指标，早在雷达发明之初就有。其原理是以大信号灌入接收机（通常最遭殃的是第一级LNA），使得放大器进入非线性区甚至饱和。此时一方面放大器的增益骤然变小，另一方面产生极强非线性，因而对有用信号的放大功能就无常工作了。
另一种可能的Blocking其实是通过接收机的AGC来完成的：大信号进入接收机链路，接收机AGC因此产生动作降低增益以确保动态围；但是同时进入接收机的有用信号电平很低，此时增益不足，进入到解调器的有用信号幅度不够。
Blocking指标分为带和带外，主要是因为射频前端一般会有频带滤波器，对于带外blocking会有抑制作用。但是无论带还是带外，Blocking信号一般都是点频，不带调制。事实上完全不带调制的点频信号在现实世界里并不多见，工程上只是把它简化成点频，用以（近似）替代各种窄带干扰信号。
对于解决Blocking，主要是RF出力，说白了就是把接收机IIP3提高，动态围扩大。对于带外Blocking，滤波器的抑制度也是很重要的。
AM Suppression
AM Suppression是GSM系统特有的指标，从描述上看，干扰信号是与GSM信号相似的TDMA信号，与有用信号同步且有固定delay。
这种场景是模拟GSM系统中邻近小区的信号，从干扰信号的频偏要求大于
6MHz（GSM带宽200kHz）来看，这是很典型的邻近小区信号配置。所以我们可以认为AM Suppression是一个反映GSM系统实际工作中接收机对邻小区的干扰容忍度。
Adjacent (Alternative) Channel Suppression (Selectivity)
这里我们统称为“邻信道选择性”。在蜂窝系统中，我们组网除了要考虑同频小区，还要考虑邻频小区，其原因可以在我们之前讨论过的发射机指标
ACLR/ACPR/Modulation Spectrum中可以找到：因为发射机的频谱再生会有很强的信号落到相邻频率中（一般来说频偏越远电平越低，所以邻信道一般是受影响最大的），而且这种频谱再生事实上是与发射信号有相关性的，即同制式的接收机很可能把这部分再生频谱误认为是有用信号而进行解调，所谓鹊巢鸠占。
举个例子：如果两个相邻小区A和B恰好是邻频小区（一般会避免这样的组网方式，这里只是讨论一个极限场景），当一台注册到A小区的终端游走到两个校区交界处，但是两个小区的信号强度还没有到切换门限，因此终端依然保持A小区连接；B小区基站发射机的ACPR较高，因此终端的接收频带有较高的B小区ACPR 分量，与A小区的有用信号在频率上重叠；因为此时终端距离A小区基站较远，因此接收到的A小区有用信号强度也很低，此时B小区ACPR分量进入到终端接收机时就可以对原有用信号造成同频干扰。
如果我们注意看邻道选择性的频偏定义，会发现有Adjacent和Alternative的区别，对应ACLR/ACPR的第一邻道、第二邻道，可见通信协议中“发射机频谱泄漏（再生）”与“接收机邻道选择性”实际上是成对定义的。
Co-Channel Suppression (Selectivity)
这种描述的是绝对的同频干扰，一般是指两个同频小区之间的干扰模式。
按照之前我们描述的组网原则，两个同频小区的距离应该尽量远，但是即便再远，也会有信号彼此泄漏，只是强度高低的区别。对于终端而言，两个校区的信号都可以认为是“正确的有用信号”（当然协议层上有一组接入规来防这种误接入），衡量终端的接收机能否避免“西风压倒东风”，就看它的同频选择性。
点评
Blocking是“大信号干扰小信号”，RF尚有周旋余地；而以上的AM Suppression, Adjacent (Co/Alternative) Channel Suppression (Selectivity)这些指标，是“小信号干扰大信号”，纯RF的工作意义不大，还是靠物理层算法为主。
Single-tone Desense
Single-tone Desense是CDMA系统独有的指标，它有个特点：作为干扰信号的single-tone是带信号，而且距离有用信号很近。这样就有可能产生两种信号落到接收频域：第一种是由于LO的近端相噪，LO与有用信号混频形成的基带信号、和LO相噪与干扰信号混频形成的信号，都会落到接收机基带滤波器的围之，前者是有用的信号而后者是干扰；第二种是由于接收机系统中的非线性，有用信号（有一定带宽，譬如1.2288MHz的CDMA信号）可能与干扰信号在非线性器件上产生交调，而交调产物有可能同样落在接收频域之成为干扰。
Single-tone desense的起源是北美在发起CDMA系统时，与原有的模拟通信系统AMPS采用了同一频段，两网长期共存，作为后来者的CDMA系统必须考虑AMPS 系统对自身的干扰。
到这里我想起当年被称为“通则不动，动则不通”的小灵通，因为长期占用1900～1920MHz频率，所以天朝TD-SCDMA/TD-LTE B39的实施一直是在B39的低段1880～1900MHz，直到小灵通退网为止。
Single-tone Desense
再论Blocking
在写这篇文章的过程中，我跟以前的老同事一起讨论了一下Blocking的物理含义。
教科书上对Blocking的解释比较简单：大信号进入接收机放大器使得放大器进入非线性区，实际增益变小（对有用信号的）。
但是这样很难解释两种场景：
场景一：前级LNA线性增益18dB，当大信号灌入使其达到P1dB的时候，增益是17dB；如果没有引入其他影响（默认LNA的NF等都没有发生变化），那么
对整个系统的噪声系数影响其实非常有限，无非是后级NF在计入到总NF时分母变小了一点，对整个系统的灵敏度影响不大。
场景二：前级LNA的IIP3很高因此没有受影响，受影响的是第二级gain block （干扰信号使其达到P1dB附近），在这种情况下整个系统NF的影响就更小了。
我在这里抛砖引玉，提出一个观点：Blocking的影响可能分两部分，一部分是教科书上所讲的Gain受到压缩，另一部分实际上是放大器进入非线性区之后，有用信号在这个区域里发生了失真。这种失真可能包括两部分，一部分是纯粹的放大器非线性造成有用信号的频谱再生（谐波分量），另一部分是大信号调制小信号的Cross Modulation。
由此我们还提出另一个设想：如果我们要简化Blocking测试（3GPP要扫频，非常费时间），也许可以选取某些频点，这些频点出现Blocking信号时对有用信号的失真影响最大。
从直观上看，这些频点可能有：f0/N和f0*N（f0是有用信号频率，N是自然数）。前者是因为大信号在非线性区自身产生的N次谐波分量正好叠加在有用信号频率f0上形成直接干扰，后者是叠加在有用信号f0的N次谐波上进而影响到输出信号f0的时域波形——解释一下：根据帕塞瓦尔定律，时域信号的波形实际上是频域基频信号与各次谐波的总和，当频域上N次谐波的功率发生变化时，时域上对应的变化就是时域信号的包络变化（发生了失真）。
动态围，温度补偿与功率控制
动态围，温度补偿和功率控制很多情况下是“看不到”的指标，只有在进行某些极限测试的时候才会表现出它们的影响，但是本身它们却体现着RF设计中最精巧的部分。
“重剑无锋，大巧不工。”
——独孤求败。
发射机动态围
发射机动态围表征的是发射机“不损害其他发射指标前提下”的最大发射功率和最小发射功率。
“不损害其他发射指标”显得很宽泛，如果看主要影响，可以理解为：最大发射功率下不损害发射机线性度，最小发射功率下保持输出信号信噪比。
最大发射功率下，发射机输出往往逼近各级有源器件（尤其末级放大器）的非线性区，由此经常发生的非线性表现有频谱泄漏和再生（ACLR/ACPR/SEM），调制误差（PhaseError/EVM）。此时最遭殃的基本上都是发射机线性度，这一部分应该比较好理解。
最小发射功率下，发射机输出的有用信号则是逼近发射机噪声底，甚至有被“淹没”在发射机噪声中的危险。此时需要保障的是输出信号的信噪比（SNR），换句话说就是在最小发射功率下的发射机噪声底越低越好。
在实验室曾经发生过一件事情：有工程师在测试ACLR的时候，发现功率降低ACLR反而更差（正常理解是ACLR应该随着输出功率降低而改善），当时第一反应是仪表出问题了，但是换一台仪表测试结果依然如此。我们给出的指导意见是测试低输出功率下的EVM，发现EVM性能很差；我们判断可能是RF链路入口处的噪声底就很高，对应的SNR显然很差，ACLR的主要成分已经不是放大器的频谱再生、而是通过放大器链路被放大的基带噪声。
接收机动态围
接收机动态围其实与之前我们讲过的两个指标有关，第一个是参考灵敏度，第二个是接收机IIP3（在讲干扰指标的时候多次提到）。
参考灵敏度实际上表征的就是接收机能够识别的最小信号强度，这里不再赘述。我们主要谈一下接收机的最大接收电平。
最大接收电平是指接收机在不发生失真情况下能够接收的最大信号。这种失真可能发生在接收机的任何一级，从前级LNA到接收机ADC。对于前级LNA，我们唯一可做的就是尽量提高IIP3，使其可以承受更高的输入功率；对于后面逐级器件，接收机则采用了AGC（自动增益控制）来确保有用信号落在器件的输入动态围之。简单的说就是有一个负反馈环路：检测接收信号强度（过低／过高）－调整放大器增益（调高／调低）－放大器输出信号确保落在下一级器件的输入动态围之。
这里我们讲一个例外：多数手机接收机的前级LNA本身就带有AGC功能，如果你仔细研究它们的datasheet，会发现前级LNA会提供几个可变增益段，每个增益段有其对应的噪声系数，一般来讲增益越高、噪声系数越低。这是一种简化的设计，
其设计思想在于：接收机RF链路的目标是将输入到接收机ADC的有用信号保持在动态围之，且保持SNR高于解调门限（并不苛求SNR越高越好，而是“够用就行”，这是一种很聪明的做法）。因此当输入信号很大时，前级LNA降低增益、损失NF、同时提高IIP3；当输入信号小时，前级LNA提高增益、减小NF、同时降低IIP3。
温度补偿
一般来讲，我们只在发射机作温度补偿。
当然，接收机性能也是受到温度影响的：高温下接收机链路增益降低，NF增高；低温下接收机链路增益提高，NF降低。但是由于接收机的小信号特性，无论增益还是NF的影响都在系统冗余围之。
对于发射机温度补偿，也可以细分为两部分：一部分是对发射信号功率准确度的补偿，另一部分是对发射机增益随温度变化进行补偿。
现代通信系统发射机一般都进行闭环功控（除了略为“古老”的GSM系统和Bluetooth系统），因此经过生产程序校准的发射机，其功率准确度事实上取决于功控环路的准确度。一般来讲功控环路是小信号环路，且温度稳定性很高，所以对其进行温度补偿的需求并不高，除非功控环路上有温度敏感器件（譬如放大器）。
对发射机增益进行温度补偿则更加常见。这种温度补偿常见的有两种目的：一种是“看得见的”，通常对没有闭环功控的系统（如前述GSM和Bluetooth），这类系统通常对输出功率精确度要求不高，所以系统可以应用温度补偿曲线（函数）来使RF链路增益保持在一个区间之，这样当基带IQ功率固定而温度发生变化时，系统输出的RF功率也能保持在一定围之；另一种是“看不见的”，通常是在有闭环功控的系统中，虽然天线口的RF输出功率是由闭环功控精确控制的，但是我们需要保持DAC输出信号在一定围（最常见的例子是基站发射系统数字预失真（DPD）的需要），那么我们就需要将整个RF链路的增益比较精确的控制在某个值左右——温补的目的就在于此。
发射机温补的手段一般有可变衰减器或者可变放大器：早期精度稍低以及低成本精度要求较低的情况下，温补衰减器比较常见；对精度要求更高的情形下，解决方案一般是：温度传感器＋数控衰减器／放大器＋生产校准。
发射机功率控制
讲完动态围和温度补偿，我们来讲一个相关的、而且非常重要的概念：功率控制。
发射机功控是大多数通信系统中必需的功能，在3GPP中常见的诸如ILPC、OLPC、CLPC，在RF设计中都是必需被测试、经常出问题、原因很复杂的。我们首先来讲发射机功控的意义。
所有的发射机功控目的都包含两点：功耗控制和干扰抑制。
我们首先说功耗控制：在移动通信中，鉴于两端距离变化以及干扰电平高低不同，对发射机而言，只需要保持“足够让对方接收机准确解调”的信号强度即可；过低则通信质量受损，过高则空耗功率毫无意义。对于手机这样以电池供电的终端更是如此，每一毫安电流都需锱铢必量。
干扰抑制则是更加高级的需求。在CDMA类系统中，由于不同用户共享同一载频（而以正交用户码得以区分），因此在到达接收机的信号中，任何一个用户的信号对于其他用户而言，都是覆盖在同一频率上的干扰，若各个用户信号功率有高有高低，那么高功率用户就会淹没掉低功率用户的信号；因此CDMA系统采取功率控制的方式，对于到达接收机的不同用户的功率（我们称之为空中接口功率，简称空口功率），发出功控指令给每个终端，最终使得每个用户的空口功率一样。这种功控有两个特点：第一是功控精度非常高（干扰容限很低），第二是功控周期非常短（信道变化可能很快）。
在LTE系统中，上行功控也有干扰抑制的作用。因为LTE上行是SC-FDMA，多用户也是共享载频，彼此间也互为干扰，所以空口功率一致同样也是必需的。
GSM系统也是有功控的，GSM中我们用“功率等级”来表征功控步长，每个等级1dB，可见GSM功率控制是相对粗糙的。
干扰受限系统
这里提一个相关的概念：干扰受限系统。CDMA系统是一个典型的干扰受限系统。从理论上讲，如果每个用户码都完全正交、可以通过交织、解交织完全区分开来，那么实际上CDMA系统的容量可以是无限的，因为它完全可以在有限的频率资源上用一层层扩展的用户码区分无穷多的用户。但是实际上由于用户码不可能完全正交，因此在多用户信号解调时不可避免的引入噪声，用户越多噪声越高，直到噪声超过解调门限。
换而言之，CDMA系统的容量受限于干扰（噪声）。
GSM系统不是一个干扰受限系统，它是一个时域和频域受限的系统，它的容量受限于频率（200kHz一个载频）和时域资源（每个载频上可共享8个TDMA用户）。所以GSM系统的功控要求不高（步长较粗糙，周期较长）。
发射机功率控制与发射机RF指标
讲完发射机功控，我们进而讨论一下在RF设计中可能影响发射机功控的因素（相信很多同行都遇到过闭环功控测试不过的郁闷场景）。
对于RF而言，如果功率检测（反馈）环路设计无误，那么我们对发射机闭环功控能做的事情并不多（绝大多数工作都是由物理层协议算法完成的），最主要的就是发射机带平坦度。
因为发射机校准事实上只会在有限的几个频点上进行，尤其在生产测试中，做的频点越少越好。但是实际工作场景中，发射机是完全可能在频段任一载波工作的。在典型的生产校准中，我们会对发射机的高中低频点进行校准，意味着高中低频点的发射功率是准确的，所以闭环功控在进行过校准的频点上也是无误的。然而，如果发射机发射功率在整个频段不平坦，某些频点的发射功率与校准频点偏差较大，因此以校准频点为参考的闭环功控在这些频点上也会发生较大误差乃至出错。
结语：
到这一篇为止，“常见通信RF指标的在和意义”系列将告一段落。事实上通信相关的RF指标还有很多（不相信的话去看看3GPP的测试规就知道，R&S一套8950卖那么贵不是没有道理的），我们只是粗略的摘取了一些我们在现有RF工程中经常遇到的。后续如果有读者希望讨论更多的通信RF指标，可以与我们联系，大家共同探讨进步。！
带通滤波器
四川大学 电子信息专业实验报告 课程射频通信电路 实验题目射频实验 实验人许留留 2012141451075 实验时间周一晚上 带通滤波器
要求： 通带频率：4.8-5.2GHz 通带内波纹：<3dB 阻带抑制：>30dB （5.3GHz 处） 输入输出阻抗：50Ω 介质基板相对介电常数：2.65 计算过程： f 0=2f f L +H =5GHz Ω=??? ? ??f -f -f f f f f 000L H =1.467 按照设计要求，需要选用3dB 等波纹契比雪夫低通滤波电路。在归一化频率Ω=1.467处，需要具有大于30dB 的衰减。因此，要满足设计要求必须选用5阶 滤波电路。 设计电路图如下
采用优化的方式。 仿真步骤： 用微带线连接电路图，参数TL1=TL2，w=2.69mm，l=10.03mm （用ADS自带软件算出）。
由于CLin1=CLin6，CLin2=CLin5，CLin3=CLin4。设置9个变量L1，L2，L3；W1，W2，W3；S1，S2，S3。单位为mm。在V AR 1，中同样添加，初始值w设为1，l设为10，s设为1（l的长度约为 4 w和s大于0.2mm）。调节范围设置，L（9-11），W（0.2-3），S（0.2-3）。 从4GHz开始，到6GHz结束，步长为10MHz。 波形与带通滤波器较为形似则继续。
用OPTM来优化波形，设置两个GOAL，使频率在4.8-5.2GHz 间波纹大于-3dB，同时在5.3-5.4GHz间衰减小于-30dB。 按下仿真键开始仿真出现以下结果 波形图如下
几种常见的射频电路类型及主要指标
几种常见的射频电路类型及主要指标 1 低噪声放大器（LNA） LNA是一种特殊的放大器，主要用于射频接收机前端，将天线接收的信号以小的噪声和大的增益进行放大，对提高接收信号质量，降低噪声干扰，提高接收灵敏度有着极其重要的意义，它的性能好坏关系到整个通信系统的质量。 低噪声放大器的主要指标有：噪声系数（NF）、增益（Gain）、输入输出阻抗匹配程度（S11、S22、输入输出回波损耗或输入输出VSWR）、线性性能（三阶交调点和1dB压缩点）、反向隔离（S12）等。由于LNA位于邻近天线的最前端，它的性能好坏会直接影响接收机接收信号的质量。为了保证经天线接收的信号能在接收机的最后一级得到恢复，LNA需要在放大信号的同时产生尽可能低的噪声和失真。因此，在生产测试中，我们主要关注LNA的增益和噪声系数这两个参数。 2 射频功率放大器（PA） 射频功率放大器用于发射机的末级，它将已调制的频带信号放大到所需要的功率值，送到天线中发射，保证在一定区域内的接收机可以收到满意的信号电平，并且不干扰相邻信道的通信。不同的应用场合对发射功率的大小要求不一，如移动通信基站的发射功率可达上百瓦，卫星通信的发射功率可达上千瓦，而便携式无线通信设备却只需几十毫瓦到几百毫瓦。 射频功率放大器的主要指标有工作频段、输出功率、功率增益和增益平坦度、噪声系数、输入输出驻波比、输入输出三阶交调点、邻道功率比、效率等。与低噪声放大器相比，射频功率放大器除了要满足一定的增益、驻波比、带宽，还要有高的输出功率和转换效率及小的非线性失真。 3 射频滤波器 射频滤波器主要用于滤去不需要的信号保留有用信号，是具有选频特性的二端口器件，它对通带内频率信号呈现匹配传输，对阻带频率信号失配而进行发射衰减，从而实现信号频谱过滤功能。 根据不同的选频特性，滤波器可以分为低通、高通、带通和带阻滤波器，这是最基本的四种滤波器。图1归纳了四种滤波器的衰减系数与归一化角频率的关系。根据不同的实现方法，滤波器可分为使用无源器件（如电感、电容和传输线）实现的无源滤波器和使用有源器件（如晶体管和运算放大器）实现的有源滤波器。
通信电路实验报告
实验十一包络检波及同步检波实验 一、实验目的 1、进一步了解调幅波的原理,掌握调幅波的解调方法。 2、掌握二极管峰值包络检波的原理。 3、掌握包络检波器的主要质量指标,检波效率及各种波形失真的现 象,分析产生的原因并思考克服的方法。 4、掌握用集成电路实现同步检波的方法。 二、实验内容 1、完成普通调幅波的解调。 2、观察抑制载波的双边带调幅波的解调。 3、观察普通调幅波解调中的对角切割失真,底部切割失真以及检波 器不加高频滤波时的现象。 三、实验仪器 1、信号源模块 1 块 2、频率计模块 1 块 3、 4 号板 1 块 4、双踪示波器 1 台
5、万用表 1 块 三、实验原理 检波过程就是一个解调过程,它与调制过程正好相反。检波器的作用就是从振幅受调制的高频信号中还原出原调制的信号。还原所得的信号,与高频调幅信号的包络变化规律一致,故又称为包络检波器。假如输入信号就是高频等幅信号,则输出就就是直流电压。这就是检波器的一种特殊情况,在测量仪器中应用比较多。例如某些高频伏特计的探头,就就是采用这种检波原理。 若输入信号就是调幅波,则输出就就是原调制信号。这种情况应用最广泛,如各种连续波工作的调幅接收机的检波器即属此类。从频谱来瞧,检波就就是将调幅信号频谱由高频搬移到低频。检波过程也就是应用非线性器件进行频率变换,首先产生许多新频率,然后通过滤波器,滤除无用频率分量,取出所需要的原调制信号。 常用的检波方法有包络检波与同步检波两种。全载波振幅调制信号的包络直接反映了调制信号的变化规律,可以用二极管包络检波的方法进行解调。而抑制载波的双边带或单边带振幅调制信号的包络不能直接反映调制信号的变化规律,无法用包络检波进行解调,所以采 用同步检波方法。 1、二极管包络检波的工作原理 当输入信号较大(大于0、5伏)时,利用二极管单向导电特性对振幅调
几种常见的射频电路类型及主要指标
几种常见的射频电路类型及主要指标 1. 低噪声放大器（LNA） LNA 是一种特殊的放大器，主要用于射频接收机前端，将天线接收的信号以小的噪声和大的增益进行放大，对提高接收信号质量，降低噪声干扰，提高接收灵敏度有着极其重要的意义，它的性能好坏关系到整个通信系统的质量。 低噪声放大器的主要指标有：噪声系数（NF）、增益（Gain）、输入输出阻抗匹配程度（S11、S22、输入输出回波损耗或输入输出VSWR）、线性性能（三阶交调点和1dB压缩点）、反向隔离（S12）等。由于LNA位于邻近天线的最前端，它的性能好坏会直接影响接收机接收信号的质量。为了保证经天线接收的信号能在接收机的最后一级得到恢复，LNA 需要在放大信号的同时产生尽可能低的噪声和失真。因此，在生产测试中，我们主要关注LNA的增益和噪声系数这两个参数。 2. 射频功率放大器（PA） 射频功率放大器用于发射机的末级，它将已调制的频带信号放大到所需要的功率值，送到天线中发射，保证在一定区域内的接收机可以收
到满意的信号电平，并且不干扰相邻信道的通信。不同的应用场合对发射功率的大小要求不一，如移动通信基站的发射功率可达上百瓦，卫星通信的发射功率可达上千瓦，而便携式无线通信设备却只需几十毫瓦到几百毫瓦。 射频功率放大器的主要指标有工作频段、输出功率、功率增益和增益平坦度、噪声系数、输入输出驻波比、输入输出三阶交调点、邻道功率比、效率等。与低噪声放大器相比，射频功率放大器除了要满足一定的增益、驻波比、带宽，还要有高的输出功率和转换效率及小的非线性失真。 3. 射频滤波器 射频滤波器主要用于滤去不需要的信号保留有用信号，是具有选频特性的二端口器件，它对通带内频率信号呈现匹配传输，对阻带频率信号失配而进行发射衰减，从而实现信号频谱过滤功能。 根据不同的选频特性，滤波器可以分为低通、高通、带通和带阻滤波器，这是最基本的四种滤波器。图1归纳了四种滤波器的衰减系数与归一化角频率的关系。根据不同的实现方法，滤波器可分为使用无源器件（如电感、电容和传输线）实现的无源滤波器和使用有源器件（如晶体管和运算放大器）实现的有源滤波器。
(完整版)射频指标测试介绍
目录 1GSM部分 (1) 1.1常用频段介绍 (1) 1.2 发射(transmitter )指标 (2) 1.2.1发射功率 (2) 122 发射频谱(Output RF spectrum
1.2 发射(transmitter)指标 1.2.1发射功率 定义：发射机载波功率是指在一个突发脉冲的有用信息比特时间上内，基站传送 到手机天线或收集及其天线发射的功率的平均值。 测量目的：测量发射机的载波输出功率是否符合GSM规范的指标。如果发射功 率在相应的级别达不到指标要求，会造成很难打出电话的毛病，即离基站近时容易打出而离基站远时打出困难，往往表现出发射时总是提示用户重拨号码。如果 发射功率在相应的级别超出指标的要求，则会造成邻道干扰。 测试方法： 手机发射部分由发射信号形成电路、功率放大电路、功率控制电路三个单元组成。 GSM频段分为124个信道，功率级别为5----33dBm,即卩LEVEL5--LEVEL19共15 个级别；DCS频段分为373个信道(512----885)，功率级别为0----30dBm,即LEVEL0---LEVEL15共15个级别；每个信道有15个功率等级，测试时选上、中、下三个信道对每个功率等级进行测试，每个功率等级以2dBm增减。 功率控制：由于手机不断移动，手机和基站之间的距离不断变化，因此手机的发射功率不是固定不变的，基站根据距离远近的不同向手机发出功率级别信号，手机收到功率级别信号后会自动调整自身的功率，离基站远时发射功率大，离基站 近时发射功率小。具体过程如下：手机中的数据存储器存放有功率级别表，当手 机收到基站发出的功率级别要求时，在CPU的控制下，从功率表中调出相应的 功率级别数据，经数/模转换后变成标准的功率电平值，而手机的实际发射功率经取样后也转换成一个相应的电平值，两个电平比较产生出功率误差控制电压，去调节发射机激励放大电路、预放、功放电路的放大量，从而使手机的发射功率调整到要求的功率级别上。 测试指标： DCS1 800 Power con trol Nomi nal Output Toleranee (dB) for con diti ons
第6章 非接触卡
第6章 非接触卡 内容提纲 1、非接触卡的电磁场基础 2、在ISO/IEC14443标准中，定义了两种射频调幅调制的信号类型TYPE A ：TYPE B ： 了解两种卡片的工作基波，副载波，数据速率、调制波形、调制系数 3、TYPE A 中Miller 编码的数据表示方法 4、 TYPE A 的IC 卡命令集、状态集，和状态转换 5、TYPE A 防冲突算法—二进制树搜索算法 6、负载调制 7、Mifare 1系列中，目前只有S50和S70两个型号 ，简述S50卡片内部16个分区，每个分区的功能职责划分 2.1射频识别的电磁场理论 射频识别系统中读写器与卡片之间的能量和数据传输的理论基础是电磁场理论，交变的电场产生磁场，交变的磁场产生电场。麦克斯韦方程组描述了电场与磁场相互转化中产生的对称性。麦克斯韦方程组如下[5]。 B jw E =?? (2.1) D jw J H -=?? (2.2) ρ=??D (2.3)
0=??B (2.4) 其中： E ：电场强度(V/m) H ：磁场强度(A/m) B ：磁感应强度(T) D ：电位移矢量(C/m 2) j ：电流密度(A/In 2) ρ：电荷密度(C/m 3) 方程组中的四个方程比不完成独立，其中两个三度方程可以从两个旋度方程推导出。为了得到一个完整的系统，4个基本方程的各个矢量满足下面的组成关系。 )(E D D = (2.5) )(E J J = (2.6) )(E B B = (2.7) 上述方程是场的本构关系，表示了场与介质之间的关系，也称之为介质的特性方程或者辅助方程。对于线性媒质有下面的关系。 E D ε= (2.8) i J E J +=σ (2.9) H B μ= (2.10) 其中，ε、σ、μ分别表示媒质的介电常数、电导率、磁导率，此三者统称为媒介的本构参数，对于各向同性媒质他们是标量，对于均匀媒质它们是常量，对于非均匀媒质它们是位 置的函数，对于各向异性媒质它们是张量；i J 是外加电流密度，与电路理论中的电流源是 一致的。 i J 、ρ为产生电磁场E 、H 的源，通常i J 与ρ之间的关系为公式2.11。 0t =??+??ρJ (2.11) 2.2读写器与IC 卡的通信 在ISO/IEC14443标准中，定义了两种射频条幅调制的信号类型，即TYPE A 和TYPE B ，本设计采用的是TYPE A 。TYPE A 的射频调幅调制IC 卡与读写器发送、接收波形分别如图2.2和图2.3所示，图中阴影部分为13.56MHz 的射频基波。数字信号作为副载波搭载于射频基波上，射频基波为IC 卡提供了能量，调幅调制信号传送了数据。在非接触式IC 卡的内部，载于射频基波上的副载波经过检波、滤波和放大等处理之后，即可得到方波。在接收的13.56MHz 的基波中含有847.5kHz 的副载波，由副载波对基波的调制实现了接收信号的传递。每一位数据的传送时间为9.44us ，所以传送速率为106Kbit/s [7]。
通信电路实验报告
第一次实验报告 实验一高频小信号放大器 一、实验目的 1、掌握高频小信号谐振电压放大器的电路组成与基本工作原理。 2、熟悉谐振回路的调谐方法及测试方法。 3、掌握高频谐振放大器处于谐振时各项主要技术指标意义及测试技能。 二、实验内容 （1）单调谐高频小信号放大器仿真
图1.1 单调谐高频小信号放大器（2）双调谐高频小信号放大器
(a) (b) 图1.2 双调谐高频小信号放大器
三、实验结果 （1）单调谐高频小信号放大器仿真 1、仿真电路图 2、根据电路中选频网络参数值，计算该电路的谐振频率ωp。 ωp ==2.94Mrad/s fp 467kHz 由于三极管的电容会对谐振回路造成影响，因此我适当增大了谐振回路 中的电容值（减小电感），ωp的误差减小，仿真中实际fp464kHz 3、通过仿真，观察示波器中的输入输出波形，计算电压增益A v0。
A = = 11.08 db v0 4、利用软件中的波特图仪观察通频带，并计算矩形系数。 f0.7 : 446kHz~481kHz f0.1 : 327kHz~657kHz 矩形系数约为：9.4 5、改变信号源的频率（信号源幅值不变），通过示波器或着万用表测量输 出电压的有效值，计算出输出电压的振幅值，完成下列表，并汇出f~Av 相应的图，根据图粗略计算出通频带。
通频带：446kHz~481kHz 带宽：35kHZ 6、 在电路的输入端加入谐振频率的2、4、6次谐波，通过示波器观察图形， 体会该电路的选频作用。 二次谐波： 加入四次谐波 f 0(KHz ) 65 75 165 265 365 465 1065 1665 2265 2865 3465 4065 U 0(mv) 0.012 9 0.0155 0.0404 0.0858 0.2150 1.274 0.0526 0.0301 0.0216 0.0173 0.0144 0.0126 A V (db) -28.8 9 -27.38 -19.06 -12.60 -4.894 11.43 -16.46 -21.36 -24.22 -26.22 -27.73 -28.93
《射频通信电路》习题及解答
习题1： 1.1本书使用的射频概念所指的频率范围是多少？ 解： 本书采用的射频范围是30MHz~4GHz 1.2列举一些工作在射频范围内的电子系统，根据表1-1判断其工作波段，并估算相应射频 信号的波长。 解： 广播工作在甚高频（VHF ）其波长在10~1m 等 1.3从成都到上海的距离约为1700km 。如果要把50Hz 的交流电从成都输送到上海，请问两 地交流电的相位差是多少？ 解： 8 44 3100.6501700 0.28333 0.62102 v km f k k λθπ?===?10==?10?== 1.4射频通信系统的主要优势是什么？ 解： 1.射频的频率更高，可以利用更宽的频带和更高的信息容量 2.射频电路中电容和电感的尺寸缩小，通信设备的体积进一步减小 3.射频通信可以提供更多的可用频谱，解决频率资源紧张的问题 4.通信信道的间隙增大，减小信道的相互干扰 等等 1.5 GSM 和CDMA 都是移动通信的标准，请写出GSM 和CDMA 的英文全称和中文含意。（提示：可以在互联网上搜索。） 解： GSM 是Global System for Mobile Communications 的缩写，意为全球移动通信系统。 CDMA 英文全称是Code Division Multiple Address,意为码分多址。 1.6有一个C=10pF 的电容器，引脚的分布电感为L=2nH 。请问当频率f 为多少时，电容器开始呈现感抗。 解： 11 1.1252wL f GHz wC π=?== 既当f=1.125GHz 时，电容器为0阻抗，f 继续增大时，电容器呈现感抗。 1.7 一个L=10nF 的电容器，引脚的分布电容为C=1pF 。请问当频率f 为多少时，电感器开始呈现容抗。 解： 思路同上，当频率f 小于1.59 GHz 时，电感器呈现感抗。 1.8 1）试证明（1.2）式。2）如果导体横截面为矩形，边长分别为a 和b ，请给出射频电阻R RF 与直流电阻R DC 的关系。 解： R l s =ρσ l ρ, ,s 对于同一个导体是一个常量
高频设计性实验及考查任务书
通信电路实验设计性实验及考查任务书 题目一、集成模拟乘法器在通信中的应用设计 1.设计目的：掌握模拟乘法器的功能及应用；综合运用射频通信电路的理论知识，加 强电路设计、仿真和调试能力。 2.设计任务：用集成模拟乘法器MC1496设计其应用电路。 3.设计要求： (1) 进行电路设计、并用multisim进行电路仿真和电路调试。至少实现如下功能： a)单音普通调幅波，调制度可调；双边带调幅波。 b)混频功能 c)二倍频。 d)自行设计其他功能 (仿真时，必须充分仿真电路的各个指标和参数，如静态工作点的影响,温度特性、 频率特性、重要元件对电路的影响、交流分析等等。) (2) 在设计电路的基础上,自行设计实验步骤,测出试验数据和指标,并与仿真数据比较,写出调试碰到的问题和体会 (3)自行设计实现其他功能,要求实用合理. (4)写出实验报告,实验报告必须符合设计(综合)性实验要求,有原理图,设计思想,方案比较或可行性,设计指标仿真与实验的比较等 报告要求 报告包括以下几个部分内容： 1.概述，论述你所做的设计的内容，技术要求，难点或者特色等等 2.给出整体方案，简述优势 3.设计模块电路，给出参数计算和分析，性能指标， 4.给出仿真内容或者实验数据，包括静态工作点的计算，交流分析，功能仿真等等 5.总结 6.参考书目和文章
通信电路实验设计性实验及考查任务书 题目二 .调幅系统实验 1. 设计目的:掌握高频系统设计的概念,掌握调幅发射接收和整机组成原理,加强电路 设计和仿真能力,掌握系统联调的方法,培养解决实际设计问题的能力 1. 任务：设计一调幅发射接收系统 2. 设计要求 (1)进行电路设计、并用multisim进行电路仿真和电路调试。至少实现如下功能： a)自行设计产生载波,发射载波频率任意 b)设计调幅发射和接收模块,并联合仿真。 c)调制信号可以自行产生,也可以用音频信号,, d)发射功率最好在50mW以内。 e)自行设计仿真其它功能 (仿真时，必须充分仿真电路的各个指标和参数，如静态工作点的影响,温度特性、频率特性、重要元件对电路的影响、交流分析等等。) (2) 在设计电路的基础上,自行设计实验步骤,实现发射与接收联调,测出试验数据和 指标,并与仿真数据比较,写出调试碰到的问题和体会 (3)自行设计实现其他功能,要求实用合理. (4)写出实验报告,实验报告必须符合设计(综合)性实验要求,有原理图,设计思想,方 案比较或可行性,设计指标仿真与实验的比较等 报告要求 报告包括以下几个部分内容： 1.概述，论述你所做的设计的内容，技术要求，难点或者特色等等 2.给出整体方案，简述优势 3.设计模块电路，给出参数计算和分析，性能指标， 4.给出仿真内容或者实验数据，包括静态工作点的计算，交流分析，功能仿真等等 5.总结 6.参考书目和文章
频谱分析仪基础知识性能指标和实用技巧
频谱分析仪基础知识性能指标及实用技巧 频谱分析仪是用来显示频域幅度的仪器，在射频领域有“射频万用表”的美称。在射频领域，传统的万用表已经不能有效测量信号的幅度，示波器测量频率很高的信号也比较困难，而这正是频谱分析仪的强项。本讲从频谱分析仪的种类与应用入手，介绍频谱分析仪的基本性能指标、操作要点和使用方法，供初级工程师入门学习；同时深入总结频谱分析仪的实用技巧，对频谱分析仪的常见问题以Q/A的形式进行归纳，帮助高级射频的工程师和爱好者进一步提高。 频谱分析仪的种类与应用 频谱分析仪主要用于显示频域输入信号的频谱特性，依据信号方式的差异分为即时频谱分析仪和扫描调谐频谱分析仪两种。完成频谱分析有扫频式和FFT两种方式：FFT适合于窄分析带宽，快速测量场合；扫频方式适合于宽频带分析场合。 即时频谱分析仪可在同一时间显示频域的信号振幅，其工作原理是针对不同的频率信号设置相对应的滤波器与检知器，并经由同步多工扫瞄器将信号输出至萤幕，优点在于能够显示周期性杂散波的瞬时反应，但缺点是价格昂贵，且频宽范围、滤波器的数目与最大多工交换时间都将对其性能表现造成限制。 扫瞄调谐频谱分析仪是最常用的频谱分析仪类型，它的基本结构与超外差式器类似，主要工作原理是输入信号透过衰减器直接加入混波器中，可调变的本地振荡器经由与CRT萤幕同步的扫瞄产生器产生随时间作线性变化的振荡频率，再将混波器与输入信号混波降频后的中频信号放大后、滤波与检波传送至CRT萤幕，因此CRT萤幕的纵轴将显示信号振幅与频率的相对关系。 基于快速傅立叶转换（FFT）的频谱分析仪透过傅立叶运算将被测信号分解成分立的频率分量，进而达到与传统频谱分析仪同样的结果。新型的频谱分析仪采用数位，直接由类比/数位转换器（ADC）对输入信号取样，再经傅立叶运算处理后而得到频谱分布图。 频谱分析仪透过频域对信号进行分析，广泛应用于监测电磁环境、无线电频谱监测、电子产品电磁兼容测量、无线电发射机发射特性、信号源输出信号品质、反无线窃听器等领域，是从事电子产品研发、生产、检验的常用工具，特别针对无线通讯信号的测量更是必要工具。另外，由于频谱仪具有图示化射频信号的能力，频谱图可以帮助我们了解信号的特性和类型，有助于最终了解信号的调制方式和机的类型。在军事领域，频谱仪在电子对抗和频谱监测中
射频ADS微波HFSS相关 射频电路基础实验教学大纲改
《射频电路基础实验》教学大纲 一、课程名称 射频电路基础实验 Experiment of Basis of RF Circuit 二、学时与学分 32学时；2学分 三、授课对象 电信系四年级本科生 四、先修课程 微波技术基础 五、教学目的 本实验课是一门独立设置实验课，旨在通过课堂的讲解和现场实验操作，使学生了解射频电路设计的基础知识，掌握主要射频器件的基本原理和工作特性及其测试方法，熟悉射频测试仪器矢量网络分析仪和频谱仪的工作原理和使用方法。通过实验，培养学生的实践动手能力，促进对专业理论知识的理解，提高学生的综合技术素质，培养其创新能力。 六、主要内容、基本要求及学时分配 实验一网络分析仪和频谱仪的原理及其使用 主要内容：了解网络分析仪和频谱仪的工作原理及熟悉使用操作方法。 基本要求：了解矢量网络分析仪工作原理，掌握正确的操作步骤，并理解网络分析仪测量的射频电路的S参数的物理意义；了解频谱分析仪的一般功能原理，初步掌握 AT5011频谱分析仪的使用方法，学会使用AT5011频谱分析仪观察简单信号的频 谱特性。 学时分配：4学时 实验二射频电路设计辅助软件ADS的使用方法 主要内容：学习射频电路仿真软件ADS（Advance Design System）的初步使用、构造原理图及仿真的方法。 基本要求：学会使用射频电路仿真软件ADS进行基本射频电路设计与仿真的操作方法。
学时分配：4学时 实验三射频滤波器实验 主要内容：学习射频低通、带通滤波器的工作原理和使用ADS软件设计滤波器的方法，并使用网络分析仪测量射频滤波器的幅频特性参数。 基本要求：掌握微带线低通和带通滤波器的工作原理、设计方法与测量方法。 学时分配：4学时 实验四射频功率分配器实验 主要内容：学习射频功率分配器的工作原理和使用ADS软件设计功率分配器的方法，并使用网络分析仪测量功率分配器的特性参数。 基本要求：掌握射频功率分配器的工作原理、设计方法与测量方法。 学时分配：4学时 实验五GSM可调增益放大器实验 主要内容：学习射频放大器的工作原理和使用ADS软件设计射频放大器的方法，介绍GSM 标准对射频放大器的设计要求以及可调增益放大器的设计方法，并使用网络分析 仪测量已有的GSM可调增益放大器的性能参数。 基本要求：掌握射频放大器的工作原理，并初步掌握射频放大器的设计方法和测量方法，并了解GSM标准的射频放大器的要求以及可调增益放大器的设计方法。 学时分配：4学时 实验六CDMA频段平衡式放大器实验 主要内容：学习射频平衡放大器的工作原理，介绍CDMA－IS95标准对射频放大器的设计要求以及平衡放大器的设计方法，并使用网络分析仪测量已有的CDMA频段平 衡放大器的性能参数。 基本要求：掌握射频平衡放大器的工作原理，并初步掌握射频放大器的设计方法和测量方法，并了解CDMA－IS95标准的射频放大器的要求。 学时分配：4学时 实验七射频PLL锁相环实验 主要内容：学习射频PLL锁相环的工作原理，并利用频谱仪测试射频PLL锁相环的主要性能
基站射频收发信机指标分解
美信Maxim技术文档《基站收发信机设计》，以WCDMA为例进行讲解基站收发信机射频前端指标分解和设计。虽然文档以WCDMA为例进行讲解，但宽带收发信机射频前端原理基本一致，因此适用于LTE等其他制式的设计。以下为学习笔记和总结。 1.接收机 接收机主要射频指标包括Reference Sensitivity Level，Adjacent Channel Selectivity（ACS），Blocking（In-Band和Out-of-Band），Receiver Inter-modulation。其中带内blocking指标和ACS 分析类似，考量的都是工作带内信道外干扰信号对接收机影响的分析，因此Bolcking指标支队Out-of-band指标进行了讲解和说明。 1.1Reference Sensitivity Level 接收机的最小可接收电平（接收机灵敏度）= -174dBm/Hz + 10logBW + NF + Eb/N0 1.Eb/No由基带解调能力决定，与射频前端无关； 2.BW由无线系统协议标准定义； 3.-174dBm/Hz及总的热噪声； 因此针对某一无线系统设计，灵敏度指标的分解即根据协议灵敏度指标要求来设计接收机的噪声系数（Noise Figure）要求，以保证满足灵敏度指标允许的最大输入噪声（总噪声，包括输入热燥和引入的系统噪声） 上图说明如下： Step1：系统要求灵敏度指标为-121dBm/3.84MHz； Step2：Eb/No = 5dB ——不考虑编码增益允许的总输入噪声=-121dBm – 5dB = -126dBm Step3：12.2Kbps数据速率到3.84Mcps码片速率的扩频增益为：10*log(3.84M/12.2K) ≈25dB，考虑扩频增益后总的输入噪声要求为-101dBm； Step4：3.84MHz带内总的热噪声= -174dBm + 10log3.86MHz/1Hz = -108.1dBm 所以为满足灵敏度指标要求，系统接收机连续噪声系数需要≤-101dBm+108.1dBm
射频通信电路试卷3及答案
一、填空：（共20空，每题1分，共20分） 1.电视广播的频带属于_____和UHF波段。 2.集总参数元件是指一个独立的局域性的元件，能够在一定的______范围内提 供特定的电路性能。 3.在低频电路设计中，通常忽略元件的________对电路的影响。 4.一般的，电路板几何尺寸大于1/8工作波长时必须使用______理论进行电路 设计。 5.GSM中文含义是____________。 6.当一个系统的相对带宽达到_______以上时通常认为该系统为宽带系统。 7.10dBmW表示_______mW。 8.电路的有载品质因数包含了________对谐振电路品质因数的影响。 9.在无耗传输线上，各点传输的功率大小存在______关系。 10.一段终端开路的1/8波长传输线，其输入端阻抗为Z in =___________。 11.长度为1/4波长的传输线可以实现负载阻抗Z L 和目标阻抗Z in 的阻抗匹配，其 特性阻抗Z =_______。 12.驻波系数ρ与电压反射系数Γ之间的关系为_______。 13.在Smith圆图上，匹配点的位置坐标是_______。 14.如果测量出一个网络的输出信号中存在不同于输入信号的新频率，则可以判 断该网络是一个_______网络。 15.两端口网络的散射参数的测量可以用_______完成。 16.每种L型匹配都有其不能匹配的区域，这些特定电路不能匹配的区域称为该 电路的______。 17.在双端口网络并联时，使用_______通常可以更加方便于计算和分析。 18.通常滤波器的阶数越_______，滤波器的矩形系数越好。 19.当微带传输线的基底介质厚度加大时，传输线特性阻抗会______。 20.在射频和微波段，趋肤效应必须考虑，其趋肤厚度除了给工作频率有关外， 还与______有关。 二、选择题（共10题，每题2分，共20分）（注意其中有单项或多项正确答案） 1.Smith圆图上的一个点可以表示以下内容（）。 A、阻抗 B、导纳 C、驻波系数 D、驻波比 2.在一段均匀无耗传输线上的任一点其发射系数具有（）的特点。 A、幅值变化而相位不变 B、幅值不变而相位变化
射频通信电路课程设计报告
射频通信电路课程设计报告 引言 混频器在通信工程和无线电技术中，应用非常广泛，在调制系统中，输入的基带信号都要经过频率的转换变成高频已调信号。在解调过程中，接收的已调高频信号也要经过频率的转换，变成对应的中频信号。特别是在超外差式接收机中，混频器应用较为广泛，如AM 广播接收机将已调幅信号535KHZ-一1605KHZ要变成为465KHZ中频信号，电视接收机将已调48．5M一870M 的图象信号要变成38MHZ的中频图象信号。 常用的振幅检波电路有包络检波和同步检波两类。输出电压直接反映调幅包络变化规律的检波电路,称为包络检波电路,它适用于普通调幅波的检波。通常根据信号大小的不同,将检波器分为小信号平方律检波和大信号峰值包络检波两信号检波。 目前, 在应用较广泛的电路仿真软件中, Pspice是应用较多的一种。Psp ice 能够把仿真与电路原理图的设计紧密得结合在一起。广泛应用于各种电路分析,可以满足电路动态仿真的要求。其元件模型的特性与实际元件的特性十分相似,因而它的仿真波形与实验电路的测试结果相近,对电路设计有重要的指导意义。 由此可见，混频电路是应用电子技术和无线电专业必须掌握的关键电路。 [3]
目录 引言 (2) 一．概述 (3) 二. 方案分析 (4) 三．单元电路的工作原理 (6) 1．LC正弦波振荡器 (6) 2．模拟乘法器电路 (8) 3．谐振电路 (9) 4．包络检波 (12) 四．电路性能指标的测试 (16) 五．课程设计体会..................................................................................................... 错误！未定义书签。参考文献..................................................................................................................... 错误！未定义书签。
射频各项测试指标.
双频段GSM/DCS移动电话射频指标分析 2003-7-14 [摘要]本文对GSM移动电话的射频指标进行了分析，并讨论了改进办法。其中一些测试及提高射频指标的方法是从实践经验中总结出来的，有一定的参考价值。第一部分对各射频指标作了简要介绍。第二部分介绍了射频指标的测试方法。第三部分介绍了一些提高射频指标的设计和改进方法。 1 射频(RF)指标的定义和要求 1.1 接收灵敏度（Rx sensitivity） (1)定义 接收灵敏度是指收信机在满足一定的误码率性能条件下收信机输入端需输入的最小信号电平。衡量收信机误码性能主要有帧删除率(FER)、残余误比特率(RBER)和误比特率(BER)三个参数。这里只介绍用残余误比特率(RBER)来测量接收灵敏度。 残余误比特率(RBER)的定义为接收到的错误比特与所有发送的的数据比特之比。 (2)技术要求 ●对于GSM900MHz频段 接收灵敏度要求：当RF输入电平为-102dBm(分贝)时，RBER不超过2%。测量时可测试实际灵敏度指标。根据多款移动电话的测试结果来看：当RBER＝2%时，若RF输入电平为-l09~-l07dBm，则接收灵敏度为优；若RF输入电平为-l07~l05dBm，则接收灵敏度为良好；若RF输入电平为 -105~-l02dBm，则接收灵敏度为一般；若RF输入电平＞-l02dBm，则接收灵敏度为不合格。 ●对于DCSl800MHz频段 接收灵敏度要求：当RF输入电平为-l00dBm，RBER不超过2%。测量时可测试实际灵敏度指标。根据多款移动电话的测试结果来看：当RBER＝2%时，若RF输入电平为-l08~-105dBm，则接收灵敏度为优；若RF输入电平为-105~ -l03dBm，则接收灵敏度为良好；若RF输入电平为-l03~ -100dBm，则接收灵敏度为一般；若RF输入电平为＞-l00 dB mm，则接收灵敏度为不合格。 1．2频率误差Fe、相位误差峰值Pepeak、相位误差有效值PeRMS (1)定义 测量发射信号的频率和相位误差是检验发信机调制信号的质量。GSM调制方案是高斯最小频移键控(GMSK)，归一化带宽为BT＝0.3。 发射信号的相位误差定义为：发信机发射信号的相位与理论上最好信号的相位之差。理论上的相位轨迹可根据一个己知的伪随机比特流通过GMSK脉冲成形滤波器得到。
阻抗匹配ADS设计
燕山大学 课程设计说明书 题目：80Mhz分立LC阻抗匹配网络的设计 学院（系）：理学院 年级专业： 11级电子信息科学与技术 学号： 110108040056 学生姓名：赵昆 指导教师：杜会静徐天赋 教师职称：副教授副教授
燕山大学课程设计说明书 燕山大学课程设计（论文）任务书 院（系）：理学院基层教学单位：电子信息科学与技术 说明：此表一式四份，学生、指导教师、基层教学单位、系部各一份 年月日
燕山大学课程设计评审意见表
80Mhz分立LC阻抗匹配网络的设计 摘要： 在射频电路设计中，阻抗匹配是很重要的一环。阻抗匹配的目的就是使负载阻抗与源阻抗共轭匹配，从而获得最大的功率传输，并使馈线上功率损耗最小。实现以上匹配的通常做法是在源和负载之间插入一个无源网络，这种网络通常被称为匹配网络。实现匹配网络时，Simth圆图是应用最广泛的匹配电路设计工具之一，它直观的描述了匹配设计的全过程。在频率不是很高的应用场合，可以使用分立电感电容器件进行不同阻抗之间的匹配。如果频率不高，分立器件的寄生参数对整体性能的影响可以忽略。 关键词：射频分立LC 阻抗匹配匹配网络 Abstract The impedance matching is important one annulus in rf circuit design.The purpose of impedance matching is to make the load impedance and the conjugate source impedance matching, so as to achieve maximum power transfer, and minimize the power loss on the feeder. Achieve the above the common way of matching is inserted between the source and load a passive network, this network is often referred to as matching network. To achieve the matching network, the Simth chart is applied to one of the most widely used matching circuit design tools, its intuitive description of the whole process of matching design. In is not very high frequency applications, you can use the discrete inductance capacitor between different impedance matching. If the frequency is not high, discrete device parasitic parameters influence on the overall performance can be ignored. Keywords：RF discrete impedance matching network of LC
射频通信电路试题及答案5
一、选择题（每小题2分、共30分）将一个正确选项前的字母填在括号内 1．改进型电容三点式振荡器的主要优点是（C）A．容易起振B．振幅稳定C．频率稳定度较高D．减小谐波分量2．如图所示电路，以下说法正确的是（C） A．该电路可以产生正弦波振荡 B．该电路不能产生正弦波振荡，原因在于振幅平衡条 件不能满足； C．该电路不能产生正弦波振荡，原因在于相位平衡条 件不能满足； D．该电路不能产生正弦波振荡，原因在于振幅平衡、 相位平衡条件均不能满足； 3．功率放大电路与电压放大电路的区别是（C）A．前者比后者电源电压高B．前者比后者电压放大倍数大 C．前者比后者效率高D．前者比后者失真小 4．如图所示为示波器测量正弦波波形参数的画面，若“TIME/DIV”的指示值是5μs，则所测正弦波的频率为（B） A．100kHz B．50kHz C．25kHz D．20kHz 5．小信号调谐放大器主要用于无线通信系统的（B）A．发送设备B．接收设备C．发送设备、接收设备 6．高频功率放大器主要工作在（D）A．甲类B．乙类 C．甲乙类 D．丙类 7．若载波u C(t)=U C cosωC t,调制信号uΩ(t)= UΩcosΩt，则双边带调幅波的表达式为（D）A．u DSB(t)=U C cos（ωC t＋m a sinΩt）B．u DSB(t)=U C cos（ωC t＋m a cosΩt）C．u DSB(t)=U C（1＋m a cosΩt）cosωC t D．u DSB(t)=kUΩU C cosωC tcosΩt 8．单频调制时，调频波的最大频偏Δf m正比于（A）A．UΩB．uΩ(t)C．Ω 9．鉴相的描述是（C）A．调幅信号的解调B．调频信号的解调C．调相信号的解调 10．下图所示框图能实现何种功能？（B）其中u s(t)= U s cosωc tcosΩt， u r(t)= U r cosωc t
射频通信电路 第六章
（a ）NF M =4dB=2.51，L M =5dB →G M =0.316 ?????===10 dB 101 dB 0A NF ①当NF A =0dB 时，dB 451.21 151.2121==-+=-+ =M M G G F F F ②当NF A =10dB 时，91.1499.30316 .01 1051.2==-+ =F dB （b ）NF M =8dB=6.31，G M =3dB=1.995 ① 当NF A =0dB 时，dB 831.61 13.6==-+=M G F ②当NF A =10dB 时，dB 34.1082.10995 .11 1031.6==-+=F 6-5 求放大器增益G 1 因为对应1dB 压缩点时P i =–10dBm ，P 0=1dBm ，则基波增益为： dB 12)10(11101=--+=+-=i P P G ∵ OIP 3=15dBm ，∴IIP 3=OIP 3–G 1=15–12=3dBm ， 求放大器的三阶互调分量增益G 3： ∵ OIP 3=G 3·(IIP 3)3 化为dB 时有OIP 3=G 3+3×(IIP 3 由于 15=G 3+3×3 ∴G 3 =15–9=6dB 由干扰信号引起的三阶互调分量 3 3M IM P G P ?= M IM P G P 33+=，现 P IM =–62dBm 7.223)662(-=÷--=M P dBm 6-6 画出三极管混频器的BE C v i ~，BE m v g ~曲线如图，则g(t)波形如图示。 ???? ?≤>==00 2BE BE BE BE c m v v av dv di g ∴)(cos 2)(0100t S t aV t g L L L ωω?= t aV t g L L 001cos )(ω=且 021 L fc aV g = i (dB) v BE