射频实验报告

射频电路实验报告12/13 学年第1学期

学院：信息与通信工程学院

专业：电子信息科学与技术

学生姓名：学号：

指导教师：李永红

日期: 2012 年10月28日

实验一滤波器设计

一、实验目的

(1) 掌握基本的低通和带通滤波器的设计方法。

(2) 学会使用微波软件对低通和高通滤波器进行设计和仿真，并分析结果。

二、预习内容

(1) 滤波器的相关原理。

(2) 滤波器的设计方法。

三、实验设备

Microwave Office软件

四、理论分析

滤波器的种类：

(1) 按通带特性分为低通、高通、带通及带阻四种。

(2) 按频率响应分为巴特沃斯、切比雪夫及椭圆函数等。

(3) 按使用原件又可分为L-C性和传输线型。

五、软件仿真

设计一个衰减为3dB，截止频率为75MHz的[切比雪夫型1dB 纹波LC 低通滤波器（Zo=50ohm），并且要求该滤波器在100MHz至少有20dB 的衰减。

图1-1切比雪夫型1dB 纹波LC低通滤波器电路图

图1-2 模拟仿真结果

六、结果分析

经过仿真，得到了两种滤波器的频率特性的到了结果。红色的曲线为低通滤波器，蓝色的为带通滤波器，两种滤波器的特性可以鲜明地在图上看出差别。低通滤波器在低频区域，是通带，通带非常的平缓，纹波较低，但是截至段不是很陡。带通滤波器具有较好的陡峭特性，但是相对而言，通带比较窄而且纹波较大。

实验二放大器设计

一、实验目的

(1) 掌握射频放大器的基本原理与设计方法。

(2) 学会使用微波软件对射频放大器进行设计和仿真，并分析结果。

二、预习内容

(1) 放大器的基本原理。

(2) 放大器的设计方法。

三、实验设备

Microwave Office软件

四、理论分析

射频晶体管放大器常用器件为BJT、FET、MMIC。

放大器电路的设计主要是输入/输出匹配网络。输入匹配网络可按低噪声或高增益设计，输出匹配网络要考虑尽可能高的增益。

五、软件仿真

设计一900MHz放大器。其中电源为12VDC，输出入阻抗为50Ω。AT4151之S参表(V CE=8V，I C=25mA，Zo=50Ω，T A=25℃)如下列

图2-1 900MHz放大器电路图

图2-2 模拟仿真结果

六、结果分析：

本设计是设计一个放大器，其通频段是0到900MHz,然后根据图上的蓝色和红色曲线可见LC组成的网络的幅频特性曲线，可见这个网络在900MHz左右会对信号有一个比较大的衰减，因此必须对输出网络进行阻抗匹配，而且匹配网络的中心频率在900MHz左右，才可以做好阻抗匹配。

实验三振荡器设计

一、实验目的

(1) 掌握射频振荡器的基本原理与设计方法。

(2) 学会使用微波软件对射频放大器进行设计和仿真，并分析结果。

二、预习内容

(1) 振荡器的基本原理。

(2) 振荡器的设计方法。

三、实验设备

Microwave Office软件

四、理论分析

射频晶体管振荡器电路可分为三大部分：二端口有源电路、谐振电路及输出负载匹配电路。

五、软件仿真

设计一800MHz振荡器。其中电源为12VDC，负载阻抗为50Ω。AT41511之S参表(V CE=8V，I C=25mA，Zo=50Ω，T A=25℃)如下列。

表4.1 AT41511之S参表

图3-1 800MHz振荡器电路图

图3-2 模拟仿真结果

六、结果分析：

有仿真结果可以看出，设计的振荡器的中心频率在800MHz左右，具有较好的矩形窗，在整个频段内，只有290MHz左右有一个非常微小的噪声，在整个频段内，振荡信号还是频谱很集中的，具有较好的频率特性。整个振荡信号的频谱宽度有100MHz，但中心频率的增益有15.8dB，相比较而言，这个振荡器还是很好的。

实验四射频前端发射机与接收机

一、实验目的

1.了解[射频前端发射器]之基本架构与主要设计参数。

2.利用实验模组的实际测量得以了解[射频前端发射器]之特性。

二、预习内容

(1) 振荡器的基本原理。

(2) 振荡器的设计方法。

三、实验设备

四、理论分析

发射器：

在无线通讯中，发射机担任着重要的角色，无论是话音还是数据信号要利用电磁波传送到远端，都必需使用射频前端发射机。一个典型的发射机电路如图5.1所示，可分成九个部分：中频放大器(IF Amplifier)，中频滤波器(IF Bnadpass Filter)，上变频混频器(Up-Mixer; Up Converter)，射频滤波器(RFBandpass Filter)，射频驱动放大器(RF Driver Amplifier)，射频功率放大器(RF Power Amplifier)，载波振荡器(Carrier Oscillator; Local Oscillator)，载波滤波器(LO BPF)，发射天线(Antenna)。本单元中将就上变频混频器部分的基本原理做一说明，并介绍发射器的几个重要设计参数.

图4-1基本射频前端发射器结构图

(一)

[ 升频混频器]的基本原理

[升频混频器]的基本电路结构图如图11-2所示.在二极管上的电流可以(11-1)表示.()[]

∑

∞

=?+??+=1

)2sin()2sin(!

)(n n

LO LO IF IF

n nkT e IF O t f V t f V

n I I v i ππ其中

I S = 二极管的饱和电流 V IF = 中频信号的振幅大小 f IF = 中频信号的频率大小 V LO = 载波信号的振幅大小 F LO = 载波信号的频率大小 [混频]后的输出射频频率为

LO IF RF f n f m f ?+?= 其中 m ，n 可为任一正负整数

在绝大多数的应用上,RF 频率应是载波及IF 频率的和或差,即是

IF LO RF f f f ±=.至于取[和频]或[差频]则根据发射器射频规格及系统参数,

利用射频输出端的滤波器可以阻隔三端间的互相干扰( ISOLATION),以避免其他不必要的混频信号[漏](LEAKAGE)到输出端造成的噪声(SPURIOUS). 主要的噪声信号,有下列几种: (假设

IF LO RF f f f ±=)

1. 镜频信号 ( IMAGE FREQUENCY ):

IF LO im f f f ?+=2

Antenna

Signal From Unit

2. 载波信号的谐波( CARRIER HARMONICS ): LO f n

，n=正整数

3. 旁波带谐波信号( HARMONIC SIDEBANDS ):

IF LO sb f m f f ?±=

上述噪声皆是在[混频器]及[滤波器]设计中,须特别加以抑制处理的.

图4-2 基本混波器电路结构图

(二) [混频器]的主要技术参数

(1) 变频耗损或增益( CONVERSION LOSS/GAIN,L C )

???

? ???=RF IF

C P

P dB L log 10)( 除非有特别注明,一般所称的[变频耗损]皆是以上式为定义,即是指[单边带变频耗损]( SINGLE-SIDEBAND(SSB) CONVERSION LOSS ), 也就是只考虑射频输出信号频率为f LO +f IF 或f LO -f IF . 若是定义为[双边带变频耗损](DOUBLE-SIDEBAND(DSB) CONVERSION LOSS), 则会较[单边带转频耗损]低3dB.

(2) 输入端回波耗损或电压驻波比( PORT RETURN LOSS OR VSWR)

如同其他射频电路,输入端的回波耗损或电压驻波比是评断匹配与否的重要参数.对[混频器]而言,其[输入端电压驻波比]规格一般是定在 2 : 1 (IRL=-10 ), 最差为 2.5 : 1 (-7.3 ). 而各端口的回波耗损,受[LO 端输入功率]的增加,各端口的阻抗会随之降低,致使各端口的回波耗损变大. (3) 信号端与本振端的隔离比(PORT ISOLATION)

[信号端与本振端的隔离比]为评量LO 端与RF 端之间,及LO 端与IF 端之间噪声的干扰抑制程度.

LO 端最低输入功率(MINIMUM LO POWER REQUIRED)

对于[混频器]而言,LO 端最低输入功率的大小直接影响到[混频]的效果好坏.所以,一般订定有此项规格.而功率越低者,在应用上越方便.

混波

镜象抑制度( IMAGE REJECTION)

对于[降频混频器]而言,IF 输出信号频率可由LO与RF两输入端信号频率相减而得.以fIF=fRF-fLO為例为例,[镜象]为fim = 2fLO-fRF.即是说若RF端输入[镜象]信号亦可得到同频的IF信号, fim -fRF = fIF. [镜象]所造成的问题有

二.第一是提供干扰信号通路,即是[镜象]信号会从RF端进入后,也可以从IF

端输出.如此势必干扰到真正系统设计的RF信号的[变频]输出.第二是使得[混频器]的[噪声指数](NIOSE FIGURE)增加3 dB .解决之道是在RF输入端加一个[镜象滤波器]来抑制[镜象]信号的输入.而对于[升频混频器]而言,大致与[降频混频器]相似,只是RF输入端改成IF输入端.

(4)噪声抑制度(SPURIOUS REJECTION)

对[混频器]而言,[噪声]的定义是指在输出端非是设计所需频率(fIF)的其他信号.尤其是输入信号的谐波所[混频]出来的结果.一般是利用输出端的滤波器来抑制[噪声].

二阶互调截止点(SECOND-ORDER INTERCEPT POINT,IP2) (以[降频器]为例)

IP2 = PRF +（PRF – B - LC）

其中。IP2=[混频器]的输入二阶互调截止点.（dBm）

PRF = [混波器]RF输入端的输入信号功率。（dBm）

LC = [混波器]输入信号频率fRF=fLO+fIF时,所没得的[转频耗损]（Conversion Loss）。（dB）

B =[混波器]输入信号频率fRF=fLO+0.5fIF时,所没得输出端频率为2fIF的

信号之功率.（dBm）

[降频器]的IP2测量电路应与频谱示意图,如图12-3(a)(b)所示.[升频器]则亦类似.

图4-3(a )降频器的IP2测量

(5) 三阶互调截止点( THIRD-ORDER INTERCEPT POINT,IP3)

其中IP3 = [混频器]的输入[三阶互调截止点]. P IN = [混频器]输入端的输入信号的功率.

Δ= [混频器]输出端中,设计输出信号与[内调制](INTER-MODULATION,IM)信号的功率差. (dB)

以[升频器]为例,[混频器]的IP3测量图及频谱示意图,如图示2-4(a)(b)所示.

LO

RF

f IF

2f IF

P 图4-3(b) 降频器的频谱图

混频器

f 1 f 2

(三) [发射器]的重要设计参数

(1) [1分贝压缩功率](1dBCompression, P 1dB )

[功率放大器]的[1分贝压缩功率]即是[发射器]最大发射功率的主要参数.一般而言,对于[放大器]其P 1dB 可说是线性放大的最大输出功率,而P 1dB 则为[放大器]的最大饱和输出功率(SATURATION POWER).其定义如图示12-5(a)(b)所示.

(2) 内调制失真 ( Intermodulation Distortion)

对于[发射器]的[内调制失真]是由于发射天线接收到同通道其它较大功率信号后,经[功率放大器]内调制混频所产生的再发射信号所造成.解决的方法是在[发射天线]与[功率放大器]之间加接一个或多个[环行器](CIRCULATOR ) 来降低

Linear Dynamic Range (LDR) of amplifier

Power Gain (dB)

P in

P

IN (dBm)

P P P P D

图4-5(a)[放大器]的「P SAT ，P 1dB 和1dB 功率压缩点

图4-5(b)[放大器]的1dB Compression 和 LDR 关系图

[发射器]的[内调制失真].