高速MOSFET门极驱动电路的设计应用的指南

高速MOSFET门极驱动电路的设计应用指南

author Laszlo Balogh translator Justin Hu

摘要本文主要演示了一种系统化的方法来设计高速开关装置的高性能门极驱动电路。文章收集了大量one-stop-shopping 主题的信息来解决最普通的设计挑战。因此它应当对各种水平的电力电子工程师都适用。

最常用的电路方案和它们的性能都经过了分析，包括寄生参数、瞬时和极端运行条件的影响。文章首先回顾了MOSFET技术和开关运行模式，然后由简入繁地讨论问题。详细的描述了参考地和高端门极驱动电路的设计程序、交流耦合和变压器隔离方案。专门的一章用来介绍同步整流装置中MOSFET的门极驱动要求。

文章另举出了几个设计的实例，一步一步进行了说明。

Ⅰ.引言

MOSTET是金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)的缩写，是电子工业中高频、高效率开关装置的关键器件。令人惊叹的是，场效应晶体管技术发明于1930年，比双极性晶体管早了大约20年。第一个信号级别的场效应晶体管20世纪50年代末期被制造出来，功率级别的MOSFET在20世纪70年代中期出现。而今天无数的MOSFET被集成到现代电子器件中，无论是微处理器还是分立的功率晶体管。

本文所关注的是功率MOSFET在各种各样的开关模式功率变换器装置中门极驱动的要求。

Ⅱ.MOSFET技术

双极性和MOSFET晶体管都使用了同样的工作原理。从根本上讲，这两种晶体管都是电荷控制的器件，这就意味着它们的输出电流和控制电极在半导体中建立的电荷成比例。当这些器件用作开关时，它们都必须被一个低阻抗的电源驱动，电源要能提供足够的充放电电流来使它们快速建立或释放控制电荷。从这一点来看，MOSFET在开关过程中必须和双极性晶体管一样通过“硬”驱动才能获得类似的开关速度。理论上，双极性和MOSFET器件的开关速度几乎一样，由载流子运动经过半导体区域所需要的时间决定。功率器件的典型值根据器件的尺寸大约20us到200us不等。

MOSFET技术在数字和功率装置中的广泛应用是由于它相对于双极性(结)晶体管有两大优点。一个优点是MOSFET器件在高频开关装置中易使用，因为驱动MOSFET(比驱动双极性晶体管)更简单。MOSFET晶体管的控制电极与电流流过的硅是隔离的，因此不需要连续的开通电流，一旦MOSFET晶体管被开通，控制电流实际上是0，而且MOSFET中控制电荷和相应的存储时间大大减少。这一点根本上消除了设计中导通状态压降与关断时间之间(矛盾)折衷的问题，导通状态压降与过剩的控制电荷成反比。结果是，与双极性器件相比，MOSFET技术有望使用更简单和有效的驱动电路带来显著的经济效益。

MOSFET的电阻特性作为第二个优点对功率装置特别重要。MOSFET的漏极与源极间的压降是流过半导体电流的线性函数。这个线性关系用参数RDS(on)表征，称之为导通电阻。当给器件定门极到源极电压和温度时，导通电阻是一个常数。与p-n结-2.2mV/’C的温度系数相反，MOSFET有大约0.7%/’C到

1%/’C的正温度系数。在更大功率装置中使用单个器件往往是不现实或者不可能的，这就需要并联运行来解决，MOSFET正温度系数的特点有利于使它们并联工作。MOSFET在并联工作情况下彼此间的流过的电流倾向于均等。这种均流是因为正温度系数使它们通过缓慢的负反馈自动实现。由于DS间的电压是相等的，那么流过更大电流的器件会使它更热，而更高的温度会使RDS(on)变大，这又使流过它的电流减小，这样温度又会下降。当并联器件流过的电流相似时，一种平衡就达到了。(需要注意的是，)最初RDS(on)的差值和不同结对环境热阻的差值可能引起高达30%的均流误差。

A. Device Types

尽管几乎所有的制造者都有独特方法来制造出最好的功率 MOSFET，但是市场上所有的器件都能被分成三种基本的器件类型。如图1所示。

双参杂的MOS管在20世纪70年代被提出来用于功率装置后，又经过了几十年的发展。通过采用多晶硅门极结构和自排列过程，使更高密度的集成和(寄生)电容量的迅速减小变成了可能。

第二个显著进步是使用V型槽或者沟道技术进一步提高了功率MOSFET器件中的晶胞密度。更好的性能和更高的集成度不能轻易实现因为毕竟沟道MOS器件更难生产。

这里要提到的第三种器件类型是横向功率MOSFET。这种器件类型由于利用芯片几何面积效率低，它的电压和电流等级受到制约。尽管如此，它们在微处理器电源、隔离变换器的同步整流中还是体现了显著的优点。

横向功率MOSFET有非常低的电容，因此它们开关速度可以大大加快，同时只需要更小的门极驱动功率。

B. MOSFET模型

描述MOSFET 工作的模型有很多种，但是找到比较合适的还是有难度的。大多数的MOSFET制造商给Spice、Saber(等仿真软件)提供了器件模型，但是这些模型对设计者在实际中必须要遇到的应用难题所述甚少。它们甚至对怎样解决大部分普通设计问题给了更少的线索。

从应用观点讲，一个能描述所有重要性质的实用MOSFET模型是非常复杂的。另一方面，如果限制模型应用于某些特定场合来解决问题那么它可以变得非常简单。

图2中的第一个模型是基于MOSFET器件的实际结构，它主要用于直流分析。图2a中的MOSFET符号描述了沟道电阻，JFET相应的表征了外延层的电阻。 (体现)外延层电阻的外延层长度是器件耐压等级的函数，因此高压MOSFET需要更厚的外延层。

图2b能够非常有效的描述MOSFET由于dv/dt导致的击穿特性。它体现了两种击穿机理，一种是主要的击穿机理，即dv/dt引起的存在于所有功率MOSFET的寄生双极性三极管；另外一种是dv/dt引起的沟道导通。

由于制造工艺水平的提高减小了寄生npn三极管基极和发射极之间的阻抗，现代功率MOSFET实际上不受dv/dt触发的影响。

这里不得不说明的是寄生双极性三极管起到了另外一个重要作用。它的基极-集电极就是众所周知的MOSFET的体二极管。

图2c是MOSFET的开关模型。这个模型体现了影响开关性能的寄生参数。它们的作用在下一章介绍器件的开关过程中会被讨论。

C. MOSFET 的重要参数

MOSFET开关模式下运行就是使器件在尽可能短的时间内实现在最高和最低阻抗状态切换。由于MOSFET的实际开关时间(10ns~60ns)长度是理论开关时间(20ps~200ps) 的至少2~3阶倍，理解这种差别就显得特别重要。参考图2中MOSFET的模型，可见所有的模型都有三个电容连接在三个极的任两端上。MOSFET的开关性能由这些电容端的电压能够多快改变而决定。

因此，在高速开关装置中，MOSFET最重要的参数就是寄生电容。电容CGS和CGD的大小取决于器件的实际几何尺寸，而电容CDS是寄生双极性晶体管(即MOSFET体二极管)的基极-集电极二极管电容。

CGS电容的形成是由于源极和门极的沟道区域的交叠。它的值由这个区域的实际几何尺寸决定，并且在各种不同运行条件下保持常数(线性)。

CGD是两种作用下的结果。一部分是JFET区域和门极区域的交叠(产生的)，另一部分容值是耗尽层产生的，这是非线性的。CGD的等效电容是器件漏源极电压的函数，可近似由下式表示：

CDS电容也是非线性的，因为它是体二极管的结电容。它与漏源电压的函数关系如下：

不幸的是，技术资料没有直接给出上述电容值，而是间接的给出电容CISS，CRSS和COSS，它们之间的关系如下：

更复杂的是CGD电容，由于它处在开关装置里面器件输入与输出间的反馈路径，那么相应的其有效值更大依赖于MOSFET 的漏源极电压。这种现象称之为米勒效应。可由下式描述：

因为CGD和CDS容值与电压有关，技术资料给出的值只在测试条件下有效。计算特定装置相应的平均电容必须要用必要的充电来实现电容的实际电压改变。对大多数功率MOSFET来说下面的近似关系很有效：

下面将要提到的重要参数是门极网孔电阻RG,I。它描述了与器件内门极信号传输有关的电阻。这个参数在高速开关装置中显得非常重要，因为它处在驱动和器件的输入电容之间，直接阻止开关时间和MOSFET的抗dv/dt 性。这种影响在工业中得到承认，工业中真正高速器件如RF MOSFET传递门极信号都使用金属门电极来取代有更大电阻的多晶硅门极网格。RG,I阻值在技术

资料中没有具体给出，但是在特定装置中它会是器件非常重要的参数。在本文后面，附录A4讨论了一种典型的测量装置，用电阻桥来测量内部门极电阻。

很明显，门极门坎电压也是一个重要参数。需要注意到技术资料中VTH值是在25’C极低电流下定义的，典型值是250uA，因此它不等于通常所知道的开关波形中的米勒高原区域。关于VTH大约-7Mv/’C的负温度系数也很少被提及。在逻辑水平的MOSFET中，VTH在通常测试水平下已经低了，这是这种负温度系数特性在门极驱动电路的设计中就有特殊意义。由于MOSFET工作时温度升高，正确的门极驱动设计必须考虑到关断时间里VTH会更低，(同样由此带来的)抗dv/dt性的计算在附录A和F中给出。

MOSFET的跨导是它工作的线性区域的小信号增益。需要指出的是，每次MOSFET开通或关断时，它必须通过它的线性工作区，线性工作区的电流是由gs电压决定。跨导gfs是漏极电流和gs电压之间的小信号关系：

相应的，MOSFET在线性区的最大电流是：

变化该式可以得到VGS在米勒(效应中)的近似值是漏极电流的函数：

其他重要的参数如源极电感(Ls)和漏极电感(LD)在开关特性中明显的约束作用。Ls和LD的典型值在技术资料中给出，它们主要取决于器件的封装。它们的影响和外部寄生参数一起体现，外部寄生参数与布板、相关电路参数如漏感、电流采样电阻等相关。

最后要提到的是外部串联的门极电阻和MOSFET驱动的输出阻抗是高性能门极驱动设计的决定因素，因为他们在开关速度和与开关速度相关的开关损耗上有深远影响。

Ⅲ. 开关装置

上述说明完成后，现在可以研究MOSFET的实际开关性能了。为了更容易理解基本(开关)过程，(首先会)忽略电路寄生电感，然后分别分析它们各自对基本工作(过程)的影响会。下面说明钳位感性开关，因为大多数开关电源中使用的MOSFET和高速门极驱动电路工作在这种模式下。

最简单的钳位感性开关模型如图3所示。这里DC电流源代表的是电感。其电流在很短的开关间隔中可看作常数。二极管在MOSFET关断期间为电流提供通道，同时将MOSFET漏极电压钳位到电池所表示的输出电压。

A. 导通过程

MOSFET的导通过程可以分为如图4 所示的四个阶段。

第一阶段，器件输入电容的从0V充电到VTH。在此期间大部分的门极电流充入电容CGS。少部分电流也流入CGD电容。随着门极电压的升高，CGD的电压略有减小。

这一阶段称之为开通延时，因为器件的漏极电流和漏极电压还没有改变。

一旦门极电压达到门坎电压水平，MOSFET即将导通电流。在第二阶段，门极电压将由VTH上升到米勒(效应)水平VGS,Miller。如果电流与门极电压成比例这就是一个线性(工作状态)。电容就像第一阶段一样在门极电流流入CGS和CGD，VGS电压上升。在器件的输出侧漏极电流在上升，同时ds电压保持在先

前的水平(VDS,OFF)。这可以从图3所示原理图中理解。在所有电流转入MOSFET并且二极管完全关断来阻止反向电压通过它的PN结以前，漏极电压必须保持在输出电压水平。

进入导通的第三阶段后，门极已经充电到足够的电压(VGS,Miller)来(使MOSFET)承载全部电流，此时整流二极管也已关断。这样漏极电压可以下降了。当器件的漏极电压下降时，gs电压保持稳定。这是门极电压波形中的米勒效应区。驱动中得到的所有门极电流使电容CGD放电，这利于ds间电压的快速变化。器件的漏极电流受外部电路也就是电流源限制保持常量。

导通最后阶段是通过提高门极驱动电压来完全增强MOSFET的导电沟道。VGS的最终幅度决定了器件在开通阶段最终的导通电阻。因此，在第四阶段，通过对CGS和CDS充电，VGS从VGS,Miller上升到它的最终值VDRV，门极电流被这两个电容分为两部分。在这两个电容充电期间，漏极电流仍保持常数，ds 电压略有下降因为器件的导通电阻减小了。

B. 关断过程

MOSFET关断过程基本上可以用类似前一部分导通过程的步骤来描述。初始态VGS等于VDRV，器件中的电流是全部的负载电流，用图3中的IDC表示。DS电压的定义是由MOSFET的RDS(on)和IDC(决定)。图5 给出了4个关断过程。

第一阶段是关断延时阶段，这一阶段要求电容CISS从初始值放电到米勒(效应)时期。在此期间门极电流由CISS自身提供，流过MOSFET的CGS和CGD。器件的漏极电压略有上升因为过度驱动电压在减小，而漏极的电流不变。

第二阶段，MOSFET的ds电压从ID?RDS(on)上升到最后的VDS(on)，如图3简化原理图所示，最后ds电压被钳位等于输出电压。此阶段对应于门极电压波形的米勒平台，门极电流完全就是CGD的充电电流，因为gs电压为常数。这个电流由功率部分的旁路电容提供，并且从漏极电流分出。漏极的总电流仍然等于负载电流，也就是说，电感电流由图3中的DC电流源表示。

二极管导通给负载电流提供可选择的路径标志着第三阶段的开始。门极电压继续从VGS,Miller下降到VTH。因为CGD在前一阶段充满了电，门极电流的大部分就从CGS流出。 MOSFET处于线性工作区并且下降的gs电压导致了漏极电流降低直到这一阶段末期接近0。与此同时由于整流二极管的正向偏置，漏极电压稳定在VDS(off)。

关断过程的最后一步是器件输入电容的完全放电。VGS进一步降低直到为0V。类似于关断过程的第三阶段，门极电流的更大一部分，由CGS电容提供，器件的漏极电流和电压不变。

总结上面结果，可以得到结论，MOSFET能够在最高和最低阻抗状态(或者开通和关断)四个阶段内切换。四个阶段的总时间长度是寄生电容值、这些寄生电容上电压变化量以及门极驱动电流的函数。这强调了高度高频开关装置中器件正确选择、门极驱动优化设计的重要性。

MOSFET开关波形开通关断延时、上升下降时间的特性参数在其技术资料上列出。不幸的是，这些数字是根据具体测试条件、电阻性负载下给出的，使不同厂商生产的产品难以比较。而且，带有电感性钳位负载的实际装置中开关性能与技术资料中给出的数字有很大不同。

C. 功率损耗

功率装置中的MOSFET会导致一些不可避免的损耗，这可以分为两部分。

两种损耗的机理中较为简单的是器件的门极驱动损耗。如前所述，MOSFET开通和关断包括对电容CISS的充放电。当电容上的电压变化时，上面一定的电荷被转移。改变这些电荷要求门极电压由0V和实际门极驱动电压VDRV间变化，电荷由MOSFET技术资料上面门极电荷与gs电压曲线的比值表征。图6给出了一个实例。

这幅图给出了一个门极电荷作为门极驱动电压函数的相对精确的最坏情况的估算。用于产生各自曲线的参数是器件ds关断状态电压。VDS(off)影响了处于曲线平台部分下面的米勒电荷和开关周期中要求的门极总电荷。一旦得到图6中门极总电荷，门极电荷损耗可以用下式计算：

这里VDRV是门极驱动波形的幅值，fDRV是门极驱动频率，fDRV在大部分情况下等于开关频率。有趣的是上式所提的QG?fDRV项给出了驱动门极所需要的平均偏置电流。

驱动MOSFET门极的功率损耗都是在门极驱动电路中发生的。参考图4和5，消耗功率的器件可以看作门极驱动路径中的串联电阻。每个开关周期中需要的门极电荷必须通过驱动的输出阻抗、外部门极电阻、内部门极晶格电阻。功率损耗与电荷在电阻上多快放电没有关系。若使用图4和5中制定的电阻，驱动功率损耗可以表示为：

在前面的等式中，门极驱动电路可以用一个电阻性输出阻抗表示，这种假设对基于MOS的门极驱动是有效的。当双极性晶体管在门极驱动电路中使用时，输出阻抗变为非线性，公式也不再能得到正确的结果。可以认为如果使用阻值小的门极电阻，大部分门极驱动损耗在去驱动电路中耗掉。如果RGATE 足够大来限制IG使其低于双极性驱动器的输出电流容量，那么大部分门极驱动功率损耗耗散在RGATE上。

除了门极驱动功率损耗外，晶体管产生的开关损耗通常认为是由于很短时间内高电流和高电压同时存在。为了保证开关损耗最小，这段时间就必须要减小。由MOSFET的开通和关断过程来看，这种情况只在它们的第2和第3个开关过渡阶段发生。这些阶段对应器件的线性区时，门极电压在VTH和

VGS,Miller，导致器件中电流变化；对应米勒平台区时，漏极电压经过开关过渡。

正确的设计高速门极驱动电路是一个非常重要的实现。要注意门极驱动电路最重要的参数是它在米勒平台电压水平时源极下降电流能力。在驱动器输出阻抗处最大VDRV的情况下测得的峰值电流能力与MOSFET的开关性能几乎没有关系。真正决定器件开关时间的是gs电压即驱动输出在5V(对逻辑水平的MOSFET来说是2.5V)时的门极驱动电流的能力。

粗略估算MOSFET开关损耗可以通过将开关过渡状态中的第2第3 阶段的门极驱动电流、漏极电流、漏极电压波形进行近似线性简化计算得到。首先分别得到第2和第3阶段的门极驱动电流：