DS信号伪码周期及码片速率估计的自相关法 (1)
第23卷第4期航天电子对抗
*国家自然科学基金项目(60602057),重庆邮电大学自然科学基金项目(A2006-04,A2006-86),重庆市教委自然科学基金项目(KJ060509),重庆市科委自然科学基金项目(CST C,2006BB2373)。
收稿日期:2007-02-01;2007-04-06修回。
作者简介:张天骐(1971-),男,副教授,博士,研究方向为通信信号的调制解调、盲处理、神经网络实现以及FPGA 、VLSI 实现;杨柳飞(1984-),女,硕士研究生,研究方向为移动通信信号的盲处理以及FPGA 、VLSI 实现;代少升(1974-),男,副教授,博士,研究方向为图像处理以及FPGA 、VLSI 实现;李雪松(1978-),男,硕士研究生,研究方向为智能信号与信息处理以及FPGA 、VLSI 实现。
DS 信号伪码周期及码片速率估计的自相关法*
张天骐,杨柳飞,代少升,李雪松
(重庆邮电大学移动通信重点实验室/信号处理与片上系统研究所,重庆 400065) 摘要: 直扩(DS)信号是高抗干扰低截获率信号,有关DS 信号及其参数的检测与估计具有重要的意义。DS 信号对抗的首要任务就是必须检测与估计到DS 信号及相关参数,包括伪码周期、码片速率等。但是由于DS 信号往往淹没在噪声中传播,致使常规的信号处理方法无法直接应用。针对DS 信号及其参数的检测与估计问题,综合了有关信号处理的相关处理方法,提出了一种可以检测DS 信号并同时估计其伪码周期、码片速率参数的自相关方法。理论分析和实验表明该方法在较低信噪比环境下能较好地工作。
关键词: DS 信号;伪码周期;码片速率;自相关法
中图分类号: TN975 文献标识码: A
Estimation of period and chip rate of pseudo -noise sequ ence for direct
sequence spread spectrum signals using correlation techniques
Zhang Tianqi,Yang Liufei,Dai Shaosheng,Li Xuesong
(Research Institute of Signal Pro cessing and System -On -Chip,Key Laboratory of Mobile Communication Technology,Chong qing U niversity of Posts and Telecomm unications,
ChongQing 400065,China)
Abstract:T he first task of DS sig nal countermeasur es is to detect and estimate the par ameters of DS sig nals,which include per iod and chip r ate of pseudo -noise (P N)sequence.Because the level o f DS pow er spectrum is very low ,the classical metho ds of signal detection and estimation co uld not be applied directly to the field of DS sig nal pro cessing.A iming at the pro blem of detection and parameter estimation of DS signals,the co rrelatio n metho ds of DS sig nal pr ocessing are sy nthesized,and a new method w hich can estimate the par ameters of period and chip rate of PN sequence simultaneously is pr oposed.T heory analysis and ex per iment results show the method can wo rk well in the hig h -level noise envir onment.
Key w ords:DS sig nal;perio d of P N sequence;chip rate of P N sequence;corr elation method
1 引言
直扩(DS)信号的功率谱密度通常很低,淹没在噪声中传播,带有明显的抗干扰性和抗截获性。因
此从它诞生以来,人们就想尽各种方法来对DS 信号
进行检测与估计,已经提出的方法有能量检测法、相关检测法、幂律包络检测法、二次谱分析法、倒谱分析法、高阶谱分析法和周期谱(谱相关)分析法等等。其中研究得较早较多的是相关检测法,该方法在一定程度上克服了DS 信号能量检测法的缺点(对背景噪声较敏感),甚至其在有窄带干扰情况下也具有较好的鲁棒性。相关域的检测方法一般是利用不同时刻噪声空间相互独立的特点,因而检测效果较先前的能量检测方法要好。纵观国内外DS 信号自相关检测法领域的研究,不难发现这种方法还有待综合和完善。
本文在前人有关工作的基础上综合了DS 信号
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航天电子对抗2007(4)
处理的相关处理方法,提出了可以同时估计伪码周期和伪码速率的自相关估计器结构,该估计器在相关积分时延较大(可以和伪码周期比拟)时可用于估计DS 信号的伪码周期;而在相关积分时延较小(可以和伪码码片宽度比拟)时可用于估计DS 信号伪码速率(伪码码片宽度)。由于DS 信号易于用M 次方环(M PSK)、科斯塔斯环、逆调制环和判决反馈环等结构估计载频并解调,因此本文根据工程实际采用基带DS 信号,并且每位信息码由一周期伪码同步调制。
2 DS 信号模型
设被零均值方差为R 2n 的加性高斯白噪声n(t)污染了的基带DS 信号x (t)为:
x (t)=s(t -T x )+n(t)
(1)
式中,s (t )=d (t)p (t )是DS -SS 信号,p (t )=
E
]
j=-]
p j %N q (t -j T c )=
E
]
k=-]
c (t -kT 0),p j I {?
1},j =0,1,2,,,N -1是周期伪随机伪序列,%表示模除,d(t)=
E
]
k=-]
m k q (t -kT 0),m k I {?1}是均匀
分布的符号比特,并且有E[m k m l ]=D (k -1),D (#)是Dirac 函数,q(t)代表1个矩形切普脉冲,伪序列的周期T 0=N T c ,N 是伪序列的长度,T c 是切普周期。T x 是随机时延,它均匀分布在[0,T 0]上。因此s(t)可以表示成如下2种形式: s(t)=
E ]
k=-]m k c(t -kT 0)
=E
]k=-]
m k
E
N-1
j =0
p j q[t -(kN +j )T c ](2)
s(t)=
E
]
k,j=-]m k p (kN +j)%N q [t -(kN +j )T c ]=
E
]i=-]
a i q (t -iT c )
(3)
式中,c(t)=
E
N-1
j=0
p j q (t -j T c )为一周期伪码波形,a i
I {?1}是信息码调制伪码以后所得序列。从式(1)~(3)可以看出,在DS 信号中,T 0和T c
是2个重要的信号参数。本文的主要工作就是要在基本无先验知识的情况下从接收DS 信号中将它们估计出来,这对DS 信号的后续处理和细微特征分析具有重要的意义。
3 DS 信号参数估计的自相关方法
由于我们所采用的DS 信号是用一周期的伪码
来同步调制一位信息码,所以该信号在T x 时和1个T c 内有多个采样点时同为一周期平稳过程。平稳过程的自相关函数的性质为:
(1)若平稳过程x (t)满足条件x (t)=x (t +T $),则该过程为周期平稳过程,其中T $为过程的周期。周期平稳过程的自相关函数必定为周期函数,且它的周期与过程的周期相同。
(2)若平稳过程x (t)含有1个周期分量,则其相关函数也含有1个相同的周期分量。
可以用信号的自相关函数来估计DS 信号伪码的周期分量:码周期T 0和码片宽度T c 等参数。而且,更为重要的是使用自相关的方法还可以估计到DS 信号的伪码与信息码同步的起止时刻T x ,这对于将接收到的信号进行分段向量采样以及后续处理非常重要。
3.1 自相关检测算法推导和分析
将接收DS 信号按某个任意确定的周期(该周期一般包含多个信息码)分成时间上非重叠的数据段。对每一段数据,可以计算其自相关的估计:
R ^i xx
(S )=1
T
Q
T
x i (t)x i (t -S )d t
(4)
式中,{x i (t)|0[t [T,i =1,2,,,M}表示第i 段接收数据,R ^i xx (S )表示其自相关的估计,T 表示自相关函数积分时间,S 表示自相关时延。
用M 段数据,就能估计出自相关R ^i
xx (S )的二阶矩为:
V x (S )=
1
M
E
M
i=1
|R ^i xx (S )|2
(5)
它表示了自相关估计器输出起伏的1个度量。
该时域自相关估计器的结构如图1所示。
图1 自相关估计器的结构框图
当信道中仅有噪声,也就是噪声单独作用于估计器时,可以计算该起伏的理论均值和方差。
(1)V x (S )的理论均值
m (n)V =E{V x (S )}=E{|R ^n n (S )|2}(6)
可以得到:
m (n)V
=1
T
Q
]
-]
|S n (f )|2
d f
(7)
式中S n (f )=|G(f )|2R 2
n ,S n (f )是接收滤波器g(t)输
出端的噪声的功率谱密度,G(f )是接收滤波器的冲激响应g(t)的傅里叶变换,R 2
n 是噪声的方差。
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张天骐等:DS 信号伪码周期及码片速率估计的自相关法
(2)起伏的标准差
R (n )
V (S )=
Var {V x (S )}
(8)
可以得到:
R (n)
V
(S )=2M
m (n )
V (9)
上述理论计算步骤为:r n (v)]m (n )V ]R (n)
V ,由此得
到该起伏的理论界为:m (n)V ?R (n)
V 。
接下来我们估计相关器输出有用信号的均值和方差。当没有信号存在时,相关器的输出以很大的
概率位于起伏的理论上界之下。如果信号藏于噪声中,则每隔T $将有大于理论上界的代表信号的尖脉冲出现,T $为伪码周期T 0或伪码片宽度T c 或其整数倍,根据所出现尖脉冲串的位置就可以估计出DS 信号的伪码周期T 0或伪码片宽度T c 参数,而估计T 0和T c 性能的推导则要依赖于DS 有用信号的具体表达形式。
3.2 伪码周期T 0的估计
当DS 信号s(t)被表达如下(见式(2))时,
s(t)=
E
]
k=-]
m k c(t -T x -kT 0)(10)
式中,m k 为被传输的信息码,c(t)为一周期伪码,T x I [0,T 0]为一常数。而且,假设接收滤波器:G (f )=
1/W ,-W/2[f [W /2
0 , 其他
,当接收滤波器取最优
带宽W =1/T c 时,可以得到描述相关估计器在DS 信号伪码周期整数倍lT 0处信号的检测与估计性能,即DS 信号产生的尖峰的平均值和噪声起伏的标准差之间的比值:
m (s)
V
R (n)
V =n M 2R 4
s
R 4n
,n [N (11)
从理论的观点来看,式(11)描述的检测与估计性能是:(1)伪码长度N 的倍数,所以可以预期当要
检测与估计的伪码周期N 越大时,检测与估计性能将会越好。(2)随着M 的增大而无限增加,但是实际上,计算时间会随着M 的增加而成比例地增加,因此该相关估计器的检测与估计性能取决于计算能力和检测与估计时间要求。式(11)同样揭示了用短的伪序列发送时,DS 信号会更加难于检测与估计。但是这实际上并不是一个问题,因为短码调制的DS 信号信噪比本身不可能做得太低。3.3 伪码片宽度T c (码片速率)的估计
当DS 信号s(t)被表达如下(见式(3))时,
s(t)=
E
]
i=-]
a i q (t -T x -iT c )
(12)
式中,a i 为被传输信息码和伪码调制以后的结果,q
(t)为1个切普脉冲,脉宽为T c ,这里T x I [0,T c ]为一常数。经类似3.2的推导,可以求得:
m (s )
V
R (n)
V =M 2R 4
s
R 4n
(13)
从理论的观点来看,式(13)描述的检测与估计性能与式(11)有着很大的区别:(1)不是伪码长度N 的倍数,从这一点可以预期其直接的时域检测与估计性能将不可能会有多好。(2)随着M 的增大而无
限增加,但是计算时间会随着M 的增加而成比例地增加,因此该相关估计器的检测与估计性能同样取决于计算能力和检测与估计时间要求。
3.4 伪码周期T 0和伪码片宽度T c 估计的时频域辨
证关系
根据自相关函数的性质,从3.1和3.2节可知在自相关函数积分时间T 不同时,V x (S )可能会在位于伪码周期或码速率整数倍位置处出现分立尖脉冲。在检测与估计伪码周期T 0参数时,由于如下傅里叶变换对普遍成立:
y(t)=A
E
]
i=-]
D (t -mT $)Z
F y (f )=
A
T $
E
]
i=-]
D f -
i T
$
(14)
而且一般T 0=N T c 较大,如果将其变换到频域去检测与估计,则可由上式得出F y (f )的每一个脉冲的幅度将变为A /T 0,脉冲间隔也会变为1/T 0,结果这个傅里叶变换在T 0较大时将会起到信号能量扩散的作用。显然T 0的频域检测与估计性能将会较差,但幸运的是从式(11)可知其时域性能较好,因此宜在时域来检测与估计参数T 0。但是在检测与估计伪码码片宽度T c 参数时,情况则恰好相反。因此,对T c 的检测与估计宜在频域中进行。总之,从上面的分析结果可以得出:参数T 0需要在时域中检测与估计,而参数T c 的检测与估计却宜在频域中进行。
在计算机仿真时,我们采用数字信号处理的方法,因此式(4)、(5)在用于实际计算时就得离散化,其离散化式如下:
R ^i xx (j )=1L E L l=
1x i (l)x i
(l +j ),j =1,2,3,,,J (15)V x (j )=
1
M
E
M
i=1
|R ^i xx (j )|2
(16)
由式(16)就可以得到参数T 0的估计T 0,而对参
数T c 的估计则需要对V x (j ),j =1,2,3,,,J 序列做FFT 变换。
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W (i)=|FFT (V x (i))|(17)
式中,V x (i)是在第i 时刻由序列{V x (j ),j =1,2,3,,,J }组成的向量。根据第3节的理论分析可以得到算法计算机仿真的流程如图2所示。
图2 估计T 0和T c 的自相关方法流程
4 计算机模拟结果
实验1:这里采用M C 方法检验时域相关法估计
DS 信号伪码周期T 0的性能,以|T 0-T 0|[1为判决条件,决定相关结果是否还需平均累加。信噪比SNR=20log10(R s /R n )(dB),其中R s 和R n 分别为有用信号和噪声的标准差。
实验得到的曲线分别是:时域相关搜索法估计样本曲线,在SNR=0dB 、伪码长N =100bit 、采样率Sa =8bit/chip 和相关时延L T s =400T s 时,经过1次计算后得到,见图3(a);算法的收敛曲线,在SNR=-13.0643dB 、伪码长N =50bit 和N =100bit 、采样率Sa =8bit/chip 时,累加150次后得到,见图3(b);
算法性能曲线,在伪码长N =50bit 和N =100bit 、采样率Sa =8bit/chip 、相关时延L =200时,估计得到伪码周期所需的累加次数的平均值随信噪比的变化曲线,见图3(c)。
图3 实验1模拟结果
从图3(a)可以看出:虽然DS 信号被噪声严重污染(SNR=0dB),但位于伪码周期整数倍的位置处仍出现了代表信号存在的尖脉冲,而且这些尖脉冲间的间隔就是要估计的伪码周期。从图3(b)可以看出:在其他条件相同时,DS 信号伪码码越长,则该算法的收敛性能越好。从图3(c)可以看出:在其他条件相同时,随着信噪比的逐渐降低,要用较多的平均累加次数才能估计到伪码的周期,而且DS 信号的伪码位数越长,足以估计到伪码周期的平均累加次数就越少。
实验2:这里采用M C 方法检验时域相关法估计DS 信号伪码片宽度T c 时的性能。由图2可知,b(i)=|FFT[V x (j )]|,i =1,2,,,J ,j =1,2,,,J ,图4中的曲线表达了b(i)的第一峰均比
b(k)aver age[b(i)]
随
式(15)中自相关积分时间L T s 的变化。其中b(k)为b(i)第一谱峰的幅值,average[b(i)]为整个谱的幅度平均值。
从图4可以看出,在SNR=0dB 、伪码长N =
100bit 、伪码片宽度分别为T c =8T s 和T c =16T s 、相关时延LT s 为1个码片宽度时,相关函数幅值谱的第一峰均比几乎最优。
图4 性能曲线
实验3:这里采用M C 方法检验时域相关法估计DS 信号伪码片宽度T c 的性能,以T c =T c 为判决条件,决定相关结果是否还需平均累加。最后得到的曲线分别是:时域相关法估计样本曲线,在SNR=0dB 、N =100bit 、伪码片宽度T c =8T s 、相关时延时L =8时,经过M =100次累加平均后得到,见图5(a);时域相关法估计样本曲线,在SNR =0dB 、N =100bit 、伪码片宽度T c =16T s 、相关时延L =16时,
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经过M=100次累加平均后得到,见图5(b);算法性能曲线,在N=100bit、伪码片宽度和相关时延分别为T c=8T s与T c=16T s、L=8与L=16时,估计得到伪码片宽度所需的累加次数M的平均值随信噪比的变化曲线,见图5(c)。
图5实验3模拟结果
从图5(a)和(b)可以看出:虽然DS信号被噪声严重污染(SNR=0dB),但经过一定次数的相关累加后仍然出现了代表信号存在的尖锐谱峰。实验中所用数据总长度为2048点,则所估计的T c的计算公式为T c=[2048/(f max-1)]T s。上述2图所估计的T c分别为T c=2048/256=8T s和T c=2048/128= 16T s。从图5(c)可以看出:在其他条件相同时,随着信噪比的逐渐降低,要用较多的平均累加次数才能估计到伪码片宽度,而且DS信号的伪码片宽度越宽,足以估计到伪码片宽度的平均累加次数就越少。
5结束语
本文通过理论分析和模拟实验首次阐明了自相关方法在不同的自相关积分时间情况下可以对DS 信号的多个参数进行估计。当自相关积分时间可以与信号伪码周期相比拟时,用自相关方法就可以估计出DS信号的伪码周期参数;而当自相关积分时间可以与信号伪码片宽度相比拟时,用时域相关方法就可以估计出DS信号的伪码片宽度参数。在实际应用中,我们可以用同一个自相关估计器通过调节其自相关积分时间来达到既估计出伪码周期参数又估计出伪码片宽度参数的目的。从实验可以看出,在用自相关方法估计DS信号伪码的周期参数时可以轻易达到SNR=-12.0dB(见图3(c))的信噪比容限。但该方法在自相关积分时间选取较大时,计算速度会明显变慢。在用自相关方法估计DS信号伪码片宽度参数时,可以轻易达到SNR=- 5.0dB (见图5(c))的信噪比容限,计算速度较快。总之,自相关法是一种比较简单且功能全面的方法,在实际应用中有较好的应用前景。u
参考文献:
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信号交叉口设计及优化
信号交叉口时空资源综合优化 聂建强 信号交叉口时空资源综合优化就是对信号交叉口的时空资源进行整合得到最优的设计方案。 信号交叉口时空资源综合优化的互动关系： 1）提出城市单点信号交叉口时空资源互动优化理念，构建信号交叉口时空资源综合优化设计的新框架和系统流程； 信号控制交叉口系统： 交叉口空间界定和进口 信号交叉口系统：信号交叉口空间系统和信号控制系统； 交叉口空间：交通运行状态发生变化的断面所围成的区域，即交叉口进口道展宽起始位置以内的整个区域。 交叉口通行区域：交叉口外围通行区域、交叉口内部通行区域。 交叉口的矩阵表示 交叉口信号控制系统
按控制方式分：定周期信号控制、感应式信号控制（半感应式信号控制、感应式信号控制）； 按控制范围分类：单个交叉口的交通信号控制（点控）、干道交通信号联动控制（线控）、区域交通信号控制（面控）。 交叉口信号控制的特点 通行能力、安全性、效率和舒适性 信号交叉口交通设计： 信号交叉口时空资源优化设计方法：
2）交叉口信号控制的设置依据： 交通量和延误是考查交叉口该用什么控制方式的主要可定量分析的工具。 设置交通控制信号虽有理论分析的依据，但尚未成为公认的有效的方法，加上世界各国的交通条件各有差异，所以各国制定的依据的具体数字不尽相同，但原则上根据上述理论分析的思路，考虑各自的交通实际情况制定出各自的依据。 《美国统一交通控制设施手册》制定的依据较为详细，下面主要介绍这个手册定的依据； 设置交通信号灯必须做得调查工作？ （1）车辆与行人的交通流量 （2）进口道上的行驶速度 （3）交叉口的平面布置图 （4）交通事故及冲突记录图 （5）可穿越临界空档 （6）延误 为什么要设置信号灯？ 什么时候设置？ 信号交叉口空间优化设计： 空间设计阶段：初步方案产生阶段和时空综合优化调整阶段。 设计交通量 城市道路交叉口进行交通设计时，应采用日高峰小时流率作为设计交通量。 城市交叉口设计交通量的确定方法：
WCDMA中3.84M码片速率的由来
wcdma 频率规划根据工信部规定，中国联通可用的频段是 1940MHz-1955MHz(上行) 2130MHz -2145MHz(下行) 上下行各15MHz。 WCDMA的频点称为UARFCN（UTRA Absolute Radio Frequency Channel Number，UTRA绝对频点号）。 2.1GHz频段上行频点号为9612～9888，下行频点号为10562～10838， 频点号除以5 就可以得到频点中心对应的频率值（以MHz为单位）。 每个频点间隔为200kHz，与GSM系统兼容。 当然每个频点的带宽远超过200kHz，这与CDMA的频点编号方式类似。 目前联通WCDMA系统下行第一频点号为10713（中心频率2142.6MHz），第二频点号 为10688，第三频点号为10663。 上行频点号分别为9763（中心频率1952.6MHz）、9738以及9713。 WCDMA 码片速率= 3.84MHz 扩频因子= 4 则符号速率= 960Kbps 码片速率 = 1秒钟传送的比特数 3.84M个 3gpp规定wcdma的UU口帧结构为帧长10ms，每帧15个时隙，每时隙有2560个码片。因此1帧包含的比特数=2560*15=38400bit 因为1帧=10ms 所以码速率 =2560*15/10ms=2560*15/0.01s=2560*15*100=3840000=3.84*1000*1000 =3.84Mbit/S 因此 空口速率3.84Mb/S是由wcdma的帧结构所决定的。 3gpp规定wcdma的UU口帧结构为帧长10ms，每帧15个时隙，每时隙有2560个 码片。 如此算来，2560*15/10ms即3840/ms换算成标准速率格式即3.84Mb/s。 我们知道wcdma是无线频带传输，即数字基带信号要经过调制变频到合适的频点上、在一 定的频带范围内来传输的。
信号周期计算
（1） 信号周期：各相位信号灯轮流显示一次所需时间的总和， 可用式（4－1）计算： Y L C -+= 15 5.10 （4－1） 式中：C 0―――信号最佳周期，s ，； L ―――周期总损失时间，s ，其计算如式（4－2）： ∑=-+=n i i i i A I l L 1 （4－2） 式中：l ―――车辆启动损失时间，一般为3s ； I ―――绿灯间隔时间，即黄灯时间加全红灯清路口时间，一般黄灯为3s ，全红灯为2～4s ，一般取5～12s ； A ―――黄灯时间，一般为3s ； n －－―所设相位数； Y ―――组成周期全部相位的最大饱和度值之和，即 ∑==n i i i y y Y 1'...),max( （4－3） 式中：y i ―――第i 个相位的最大饱和度（流量比），即 i i i s q Y /= （4－4） 式中：q i －――第i 相位实际到达流量（调查得到）； s i ―――第i 相位流向的饱和流量（调查得到）。 （2）绿信比：各相位所占绿灯时间与周期时间之比。 ①G e ―――周期有效绿灯时间，s ；
L C G e -=0-2A ② ③ Y y y G g i i e e ...) ,max('= （4－5） 式中：G e ―――周期有效绿灯时间，s ； ④各相位实际显示绿灯时间： L A g g e +-= （4－7） 每一相位换相时四面清路口全红时间： i i i A I r -= （4－8） 式中：r i ―――第i 相全红时间，s ； I i ―――第i 相绿灯间隔时间，s ； A i ―――第i 相黄灯时间，s ； （3）饱和度Y Co Ge = λ
信号与系统 连续时间信号卷积运算
连续时间信号的卷积运算的MATILAB实现 薛皓20091453 例1：已知两连续时间信号如图9-3所示，试用matlab求f(t)=f1(t)*f2(t)，并绘出f（t）的时域波形图。 图1-1 连续时间信号波形图示例 实现上述过程的matlab命令如下： p=0.5; k1=0:p:2; f1=0.5*k1; k2=k1; f2=f1; [f,k]=sconv(f1,f2,k1,k2,p) 上述命令绘制的波形图也在图9-3中示出。图9-3中给出了抽样时间间隔p=0.5时的处理效果。而图9-4给出了抽样时间间隔p=0.01时的处理效果。
图1-2 例1的连续时间信号波形图 习题1：已知f1(t)=1(2t 1≤≤)，f2(t)=1(3t 2≤≤)，用matlab 实现其卷积并绘制出卷积曲线。 解：程序代码如下： >> p=0.01; k1=1:p:2; f1=ones(size(k1)).*(k1>1); k2=2:p:3; f2=ones(size(k2)).*(k2>2); f=conv(f1,f2); f=f*p; k0=k1(1)+k2(1); k3=k1(length(k1))+k2(length(k2)); subplot(2,2,1) plot(k1,f1) title('f1(t)') xlabel('t') ylabel('f1(t)') subplot(2,2,2) plot(k2,f2)
title('f2(t)') xlabel('t') ylabel('f2(t)') subplot(2,2,3) plot(k,f); h=get(gca,'position'); h(3)=2.5*h(3); 0 set(gca,'position',h) title('f(t)=f1(t)*f2(t)') xlabel('t') ylabel('f(t)') 绘制图形如图2-1所示。 图2-1 习题2：)1()2/1t ()t (2f ),1t ()t ()t (1f δ-+δ=-ε-ε=，求其卷积。 程序代码： p=0.01; t1=0:p:1; f1=ones(size(t1)).*(t1>0); t2=-0.5:p:1; f2=(t2==-0.5)-(t2==1); f=conv(f1,f2); f=f*p; t=-0.5:p:2;
WCDMA考试试题复习资料
4月份WCDMA考试试题 一、填空题（30分） 1.无线环境中的衰落主要包括___阴影衰落___、___快衰落_ _、___空间衰落_ 。 阴影衰落：由障碍物阻挡造成，服从对数正态分布，慢衰落。 快衰落：移动台附近的散射体（地形，地物和移动体等）引起的多径传播信号在接收点相叠加，造成接收信号快速起伏的现象。 2. 假设机站天线的发射功率为43dBm，则对应____20_____W。公式要记住！！ 3. 小区搜索分三步，第一步是利用PSCH信道的_PSC _获得时隙同步；第二步是利用SSCH 信道的_SSC _获得帧同步和主扰码组组号；第三步是利用_CPICH _信道获得该小区所使用的主扰码。 SCH：同步信道 PSCH：物理同步信道；SSCH：辅同步信道；CPICH：公共导频信道。 4. 对下行扰码而言，使用长扰码，范围从0到2^24-1，但为了加速小区搜索的过程，仅有8192 个码可以使用，分为512 个组，总共有 512 个主扰码。 手机扰码是每部手机唯一拥有的号码。 5. WCDMA系统带宽是 5MHZ ，码片速率为 3.84Mchips 。 一帧的时长为10ms,一帧有15个时隙,一个时隙有2560个码片,所以算出来是3.84Mchip/s . 6. 常见的覆盖问题有覆盖空洞、覆盖盲区、越区覆盖、导频污染、上下行不平衡等。 ★覆盖盲区：由于相邻两个基站站址相距较远（受障碍物的影响），导致其信号覆盖区不交叠，出现信号覆盖盲区。这种问题容易通过DT（路测）、CQT（呼叫质量测试）或用户投诉反映出来。 ★越区覆盖：如果基站的覆盖区域超过了规划预期的范围，就会在其他基站的覆盖区域内形成不连续的主导区域，形成越区覆盖。 ★导频污染：即在某一点存在过多的强导频却没有一个足够强的主导频的时候，即定义为导频污染。 ★上下行不平衡：指目标覆盖区域内，上下行对称业务出现下行覆盖良好而上行覆盖受限（如UE的发射功率达到最大仍不能满足上行BLER要求），或上行覆盖良好而下行覆盖受限（表现为下行专用信道码发射功率达到最大仍不能满足下行BLER要求）的情况。上下行覆盖不平衡的问题容易导致掉话。 7．多址技术有时分多址、频分多址和码分多址；双工技术有时分双工 和频分双工。 8、 WCDMA系统中，语音采用卷积编码，数据采用 Turbo 编码，信令采用的是卷积编码 9、 WCDMA容量是一个“软容量”，上行链路极限容量一般是受限于干扰，下行容量受限于功率。 10、WCDMA系统中，核心网CN与无线接入网UTRAN之间的接口定义为Iu接口。 Iu接口负责核心网（CN）和RNC（无线网络控制器）之间的信令交互。Iub是RNC和NODE-B之间的接口，
信号配时计算过程
本次设计选择的路段上有四个交叉口，其中两个T字交叉口、两个十字交叉口。四个交叉口均属于定时信号配时。国际上对定时信号配时的方法较多，目前在我国常用的有美国的HCM法、英国的TRRL法（也称Webster法）、澳大利亚的ARRB法（也称阿克赛利克方法）、中国《城市道路设计规》推荐方法、停车线法、冲突点法共六种方法。本次设计运用的是比较经典的英国的TRRL 法，即将F·韦伯斯特—B·柯布理论在信号配时方面的使用。对单个交叉口的交通控制也称为“点控制”。本节中使用TRRL法对各个交叉口的信号灯配时进行优化即是点控制中的主要容。在对一个交叉口的信号灯配时进行优化时，主要的是根据调查所得的交通流量先确定该点的相位数和周期时长，然后确定各个相位的绿灯时间即绿信比。 柯布(B．M．Cobbe)和韦伯斯特(F．V．Webester)在1950年提出TRRL法。该配时方法的核心思想是以车辆通过交叉口的延误时间最短作为优化目标，根据现实条件下的各种限制条件进行修正，从而确定最佳的信号配时方案。 其公式计算过程如下： 1.最短信号周期C m 交叉口的信号配时，应选用同一相位流量比中最大的进行计算，采用最短信号周期C m时，要求在一个周期到达交叉口的车辆恰好全部放完，即无停滞车辆，信号周期时间也无富余。因此，C m恰好等于一个周期损失时间之和加上全部到达车辆以饱和流
量通过交叉口所需的时间，即： 1212 n m m m m n V V V C L C C C S S S =+ +++ （4-8） 式中：L ——周期损失时间（s ）； ——第i 个相位的最大流量比。 由（4-8）计算可得： 111m n i L L C Y y = = --∑ （4-9） 式中：Y ——全部相位的最大流量比之和。 2.最佳信号周期C 0 最佳周期时长C 0是信号控制交叉口上，能使通车效益指标最佳的交通信号周期时长。若以延误作为交通效益指标，使用如下的Webster 定时信号交叉口延误公式： 1 22(25) 32(1)0.65()2(1)2(1)C x C d x x q x q λλλ+-=+--- （4-10） 式中：d ——每辆车的平均延误； C ——周期长（s ）； λ——绿信比。 则总延误时间为： D=qd （4-11） 若使总延误最小，则： ()0d D dC = （4-12） i i V S
信号与系统课设 常用连续时间信号的可视化及微积分运算
成绩评定表
课程设计任务书
目录 一、引言 (1) 二、Matlab入门 (2) 2.1 Matlab7.0介绍 (2) 2.2利用Matlab7.0编程完成习题设计 (3) 三、Matlab7.0实现连续时间信号微积分运算的设计 (4) 3.1常用连续时间信号的类别及原理 (4) 3.2编程设计及实现 (4) 3.3运行结果及其分析 (7) 四、结论 (16) 五、参考文献 (17)
一、引言 人们之间的交流是通过消息的传播来实现的，信号则是消息的表现形式，消息是信号的具体内容。 《信号与系统》课程是一门实用性较强、涉及面较广的专业基础课，该课程是将学生从电路分析的知识领域引入信号处理与传输领域的关键性课程,对后续专业课起着承上启下的作用. 该课的基本方法和理论大量应用于计算机信息处理的各个领域,特别是通信、数字语音处理、数字图像处理、数字信号分析等领域,应用更为广泛。 近年来，计算机多媒体教序手段的运用逐步普及，大量优秀的科学计算和系统仿真软件不断涌现，为我们实现计算机辅助教学和学生上机实验提供了很好的平台。通过对这些软件的分析和对比，我们选择MATLAB语言作为辅助教学工具，借助MATLAB强大的计算能力和图形表现能力，将《信号与系统》中的概念、方法和相应的结果，以图形的形式直观地展现给我们，大大的方便我们迅速掌握和理解老师上课教的有关信号与系统的知识。 MATLAB是当前最优秀的科学计算软件之一，也是许多科学领域中分析、应用和开发的基本工具。MATLAB全称是Matrix Laboratory,是由美国Mathworks公司于20世纪80年代推出的数学软件，最初它是一种专门用于矩阵运算的软件，经过多年的发展，MATLAB已经发展成为一种功能全面的软件，几乎可以解决科学计算中的所有问题。而且MATLAB编写简单、代码效率高等优点使得MATLAB在通信、信号处理、金融计算等领域都已经被广泛应用。它具有强大的矩阵计算能力和良好的图形可视化功能，为用户提供了非常直观和简洁的程序开发环境，因此被称为第四代计算机语言。MATLAB 强大的图形处理功能及符号运算功能，为我们实现信号的可视化及系统分析提供了强有力的工具。MATLAB 强大的工具箱函数可以分析连续信号、连续系统，同样也可以分析离散信号、离散系统，并可以对信号进行各种分析域计算，如相加、相乘、移位、反折、傅里叶变换、拉氏变换、Z 变换等等多种计算。 作为信号与系统的基本分析软件之一，利用MATLAB进行信号与系统的分析与设计是通信以及信息工程学科的学生所要掌握的必要技能之一。通过学习并使用MATLAB语言进行编程实现课题的要求，对学生能力的培养极为重要。尤其会提高综合运用所学理
码片速率 解释
.符号速率 符号速率*扩频因子=码片速率,符号速率=码片速率/扩频因子 如: WCDMA, 码片速率= 3.84 MHz ,扩频因子=4 ,则符号速率=960kbps. CDMA 1X, 码片速率=1.2288MHz,扩频因子=64,则符号速率=19.2kbps. 符号速率=(业务速率+校验码)*信道编码*打孔率 如: WCDMA ,业务速率=384kbps,信道编码=1/3Turbo码,符号速率=960kbps CDMA 1X ,业务速率=9.6kbps,信道编码=1/3卷积码,符号速率=19.2kbps 2.码片(码元),码片速率,处理增益 系统通过扩频把比特转换成码片。 一个数据信号（如逻辑1或0）通常要用多个编码信号来进行编码，那么其中的一个编码信号就称为一个码片。 如果每个数据信号用10个码片传输，则码片速率是数据速率的10倍，处理增益等于10。 码片相当于模拟调制中的载波作用，是数字信号的载体。 常用的扩普形势是用一个伪随机噪声序列（PN序列）与窄带PSK信号相乘。PN序列通常用符号C来表示，一个PN序列是一个有序的由1和0构成的二元码流，其中的1和0由于不承载信息，因此不称为bit而称为chip（码片）。 要理解“码片”一词，先需要对扩频通信有所了解，我们的信息码，每一个数字都是携带了信息的，具有一定带宽。扩频通信就是用一串有规则的比信息码流频率高很多的码流来调制信息码，也就是说原来的“1”或“0”被一串码所代替。 由于这一串码才能表示一位信息，因此不能说成bit（bit是信息基本单位），所以找了个名词叫chip，这一串码的每一位码字就是一个chip，比如cdma的码片速率就是1.2288Mchip/s。(这个解释最易懂) 码片数率是指扩频调制之后的数据数率,用cps表示（chip per-second) 数据*信道码=chip,chip是最终在空口的物理信道上发送的数据速率单位 WCDMA的码片速率是3.84Mcps, c:chip,即码元。3.84Mcps:每秒3.84M个码元 码片速率是指经过扩频之后的速率，从MAC-d传过来的有效fp bit经过channel coding，帧均衡，速率匹配，复用到CCTrCH后，分成IQ两路，分别进行扩频和加扰的操作。扩频就是将有效bit与扩频码相乘，扩频操作会增加带宽的，扩频后的速率称为码片速率。因为10ms的TTI包含15个slot，每个slot有2560个chips，一算就可得出3.84Mchipps的码片速率 3.业务速率
信号配时计算过程
信号配时计算过程
本次设计选择的路段上有四个交叉口，其中两个T字交叉口、两个十字交叉口。四个交叉口均属于定时信号配时。国际上对定时信号配时的方法较多，目前在我国常用的有美国的HCM法、英国的TRRL法（也称Webster法）、澳大利亚的ARRB法（也称阿克赛利克方法）、中国《城市道路设计规范》推荐方法、停车线法、冲突点法共六种方法。本次设计运用的是比较经典的英国的TRRL法，即将F·韦伯斯特—B·柯布理论在信号配时方面的使用。对单个交叉口的交通控制也称为“点控制”。本节中使用TRRL法对各个交叉口的信号灯配时进行优化即是点控制中的主要内容。在对一个交叉口的信号灯配时进行优化时，主要的是根据调查所得的交通流量先确定该点的相位数和周期时长，然后确定各个相位的绿灯时间即绿信比。 柯布(B．M．Cobbe)和韦伯斯特(F．V．Webester)在1950年提出TRRL法。该配时方法的核心思想是以车辆通过交叉口的延误时间最短作为优化目标，根据现实条件下的各种限制条件进行修正，从而确定最佳的信号配时方案。 其公式计算过程如下： 1.最短信号周期C m 交叉口的信号配时，应选用同一相位流量比中最大的进行计算，采用最短信号周期C m时，要求在一个周期内到达交叉口的车辆恰好全部放完，即无停滞车辆，信号周期时间也无富余。因此，C m恰好等于一个周期内损失时间之和加上全部到达车辆以
饱和流量通过交叉口所需的时间，即： 1212n m m m m n V V V C L C C C S S S =+ +++L （4-8） 式中：L ——周期损失时间（s ）； ——第i 个相位的最大流量比。 由（4-8）计算可得： 111m n i L L C Y y = = --∑ （4-9） 式中：Y ——全部相位的最大流量比之和。 2.最佳信号周期C 0 最佳周期时长C 0是信号控制交叉口上，能使通车效益指标最佳的交通信号周期时长。若以延误作为交通效益指标，使用如下的Webster 定时信号交叉口延误公式： 1 22(25) 32(1)0.65()2(1)2(1)C x C d x x q x q λλλ+-=+--- （4-10） 式中：d ——每辆车的平均延误； C ——周期长（s ）； λ——绿信比。 则总延误时间为： D=qd （4-11） 若使总延误最小，则： ()0d D dC = （4-12） i i V S
《数据通信基础》习题解析
第二周《数据通信基础》单元测验 一、选择题 1、通信链路的传信速率为4800b/s, 采用八电平传输，则其传码速率为（） A.1600波特 B.600波特 C.4800波特 D.1200波特 解析： A、根据传信速率和传码速率在数值上的关系即可求出，有的同学常犯的错误是把关系弄反了，在数值上，传信速率一般是大于等于传码速率。 2、9600bit/s的线路上，进行一小时的连续传输，测试结果为有150比特的差错，问该数据通信系统的误码率是（） A.8.68*10-6 B.8.68 *10-2 C. 4.34 *10-2 D.4.34*10-6 解析： D、先计算出一小时内总共传送的比特数，然后再计算出出错的150比特占整个的比例就可以了。 3、CRC循环冗余码中，若生成多项式对应的二进制序列是10011，则该生成多项式是（） 解析： B 4、对于带宽为3kHz的无噪声信道，假设信道中每个码元信号的可能状态数为16，则该信道所能支持的最大数据传输率可达（） A.48Kbps B.24Kbps C.12Kbps D.96Kbps 解析：B、题目中实际上要求的是无噪声情况下的信道容量，由奈氏定理可以得到该答案。 5、CDMA系统中使用的多路复用技术是（） A.码分复用 B.频分复用 C.波分复用 D.时分复用 解析：A、CDMA是码分多址的英文缩写(Code Division Multiple Access)，它是在数字技术的分支--扩频通信技术上发展起来的一种崭新而成熟的无线通信技术。CDMA技术的原理是基于扩频技术，即将需传送的具有一定信号带宽信息数据，用一个带宽远大于信号带宽的高速伪随机码(码片序列)进行调制，使原数据信号的带宽被扩展，再经载波调制并发送出去。接收端使用完全相同的伪随机码（码片序列），与接收的带宽信号作相关处理，把宽带信号换成原来的数据。 6、波特率指的是（） A.每秒传输的字节数 B.每秒钟传输信号码元的个数 C.每秒钟可能发生的信号变化的次数D每秒传输的比特 解析：B、单位是波特（Baud），在传输时通常用某种信号脉冲来表示一个0、1或几个0、1的组合。这种携带数据信息的信号脉冲称为信号码元。信号变化的次数不对，是因为连续传输多个相同的码元，信号不变。 7、下列因素中，不会影响信道数据传输速率的是（） A.信噪比 B.调制速率 C.信号传播速度 D.带宽 解析：C、一方面，根据求信道容量的公式中可以判断出来；另外一方面，信号传播速度影响的是只是传播时延的大小。 8、假设一个CDMA 通信系统中，某站点被分配的码片序列为00011011，则当它发送了比特“0”的时候，实际在信道上传输的数据序列是（） A. 11100100 B. 11100110 C. 11100101 D. 10000100 解析：A 因为在一个CDMA系统中，每个站点被指定一个唯一的m比特代码或码片序列（chip squence）。当发送比特1时，站点送出的是码片序列，若发送比特0时，站点送出的是该码片序列的反码。
交叉口分析
东环路与华信路交叉口问题及改进措施 一、道路交叉口交通管理存在的问题 交叉口是道路交通系统的重要组成部分，是道路网的节点和枢纽，是道路交通的咽喉。交叉口的存在提高了交通的灵活性和可达性，增加了路网的活力，完善了交通功能。因此，交叉口的规划、设计尤为重要。 通过分析东环路与华信路平面交叉口流量及路况可知，高峰小时的交叉口会产生拥堵现象，主要是人民路上直行交通流量大，而且，因为北边是火车站方向，所以人民路从西往东方向左转车流量大，从东往西方向右转车流量大，继而产生冲突点。造成拥堵现象。现有的规划设计考虑到了这一点，拓宽了进口方向的路面宽度，对交通量起到了一定的改善作用，但还存在着一些不足。 城市道路系统多为网状结构，其主要特点是道路网密度高，路网节点——交叉路口数量多，交叉路口已成为城市道路系统的重要组成部分，且近年来各城市普遍存在的交通混乱、交通阻塞、道路交通事故频发等交通问题，很多是由于交叉路口交通干扰严重及交叉路口通行能力极度下降造成。红灯右转导致行人和骑车人在交叉口没有真正拥有道路使用权
二、解决办法及建议 1）信号板的改进。 目前国内的信号板一般为黑底白边，设计时主要考虑了在不利条件下信号的可视性；其 实在良好天气条件下也存在一定的问题，如在强光的照射下、信号板与光线垂直的时候，信号灯的可视性就差很多。因此，信号板可以采用波长较长、可视距离远的黄色（黄色比较鲜艳，驾驶员可以在远处注意到信号并做出判断和采取一定的措施）。而且，黄色是太阳的颜色，具有健康、明亮、温纯的审美感觉。能驱除驾驶员疲劳的感觉。 2）标志标线的改进。 道路交通标线是由标划于路面上的各种线条、箭头、文字、立面标记、突起路标和轮廓 标等所构成的交通安全设施。它的作用是管制和引导交通。交通标志、标线向人们提示着在行车、走路时该怎样走，应注意什么。因此，如果不能处理好这些小细节，就会失之毫厘，谬以千里；因小失大。我们可以采用比较宽的边线和车道线，还可以采用亮一点的颜色突出效果。这样，导流就会比较醒目。或者用简单、明了的语言在路面上标示，也可以提供其他的辅助信息。 3）信号灯的设置。 目前，人民路与曙光路的交叉口信号采用的是预定周期式信号，这种信号的周期时间、相位、绿灯时间及转换间隔等都是事先确定的。信号通过预定的周期时间以不变的形式运行，每个周期的周期时间和相位恒定不变。所以，灵活度相对感应式信号较低。经过车流量统计，我觉得这个交叉路口可以预备几种配时方案，每种方案都自动在一天规定的时间中交替使用，这样，不仅高峰小时的通行能力不会改变，而且，非高峰时间的通行能力会大大提升。另外还可以采用半感应式信号，这种信号可以控制保证主干道总保持绿灯直至设在次干道上的检测器探测出有车辆到达。这时信号经过一个适当的转换间隔后，为次干道显示绿灯，该绿灯时间将维持到次干道上车辆全部通过交叉口或持续到预定的最大绿灯时间为止。该系统的周期时间和绿灯时间可根据需要随时进行调整。当次干道没有车辆时，主干道总是保持绿灯。事实上，分配到次干道的绿灯时间可充分利用，所有“多余”的路灯时间则都分配给主干道。 4）障碍物安全整治 障碍物安全整治就是通过对交叉口周围存在的各种障碍物进行治理，从而达到改善视 距、提高交叉口运行质量。其主要整治方法包括改善交叉口视距；消除道路上的各种障碍物；调整交叉口处的空中线网；整治交叉口处商家店铺违规广告牌等。我印象很深的就是人民路从西往东进口方向，有一个民生银行，前面广场上停了很多车。我觉得对视距三角形产生了一定的干扰。应该对停放车辆进行整顿。 5）设置公交专用道从统计的数据表中，可以看出这个交叉口东、北、西三个进口道的公交车比例比较大，行车方向西进口道主要是直行，南进口道主要是直行，
实验连续时间信号与系统的基本表示与分析
实验1 连续时间信号与系统的基本表示与 分析 实验目的： 1. 了解并掌握用Matlab 分析信号与系统时用到的主要基本知识； 2. 掌握用matlab 表示常见的连续信号，并进行信号的基本运算 3. 熟悉使用Matlab 分析系统的方法。 实验内容： 1. 画出下列连续信号的波形 （1）()() 2()t x t e u t -=- （2）[](1) ()(1)(2)t x t e u t u t --=--- （3）()cos(10)()t x t e t u t π-= 2. 判断系统是否为线性系统，是否具有时不变特性。 （1）()(2)y t x t = （2）()2 ()y t x t = 指导资料： 1.1MATLAB 的基础知识 1.1.1数据的表示和运算 MATLAB 中，变量可以通过变大时直接赋值，例如直接输入 >>a=2+2 得到的结果为 a=4 如果输入的表达式后面加上分号“;”，那么结果就不会显示出来。由于MA TLAB 的变量名对字母大小写敏感，因此“a ”和“A ”是两个不同的变量名。 MATLAB 主要用到以下数值运算符： + 加 - 减 * 乘 / 除 ^ 乘方(幂)
' （矩阵）转置 这些符号可以对数值或已经定义过的变量进行运算，并给变量直接赋值。例如，假设变量“a”在上面已经定义过，则 >>b=2*a 得到的结果为 b=8 MATLAB中有一些预定义的变量可以直接使用。信号与系统中常用的变量有： i或j 1 pi π(3.1415926……) 在信号与系统中，常用以下函数进行计算和对变量的赋值： abs 数值的大小（实数的绝对值） angel 复数的角度，以弧度表示 real 求复数的实部 imag 求复数的虚部 cos 余弦函数，假设角度是弧度值 sin 正弦函数，假设角度是弧度制 exp 指数海曙 sqrt 求平方根 例如： >>y=2*(1+4*i) y=2.000+8.000i >>c=abs(y) c=8.2462 >>d=angle(y) d=1.3258 1.1.2矩阵的表示和运算 MATLAB是基于矩阵和向量的代数运算，甚至标量也可以看做是1×1 的矩阵，因此，MATLAB中对矩阵和向量的操作比较简单。 向量可以用两种方法定义。第一种是指定元素建立向量： v = [1 3 5 7]； 这个命令创建了一个1×4 的行向量，元素为1,3,5和7.可以用逗号代替空格来分隔元素： v = [1,3,5,7]； 如果要增加向量的元素，可以表示为 v(5) = 8 得到的向量为v = [1 3 5 7 8]。前面定义过的向量还可以用来定义新的向量，例如，前面已经定义过的向量v ，再定义向量a和b： a = [9 10]; b = [ v a]; 得到向量b为
WCDMA的每个信道都是5M带宽吗
WCDMA 的每个信道都是5M带宽吗 wcdma 频率规划根据工信部规定，中国联通可用的频段是1940MHz-1955MHz(上行)、2130MHz -2145MHz(下行)，上下行各15MHz。 WCDMA的频点称为UARFCN（UTRA Absolute Radio Frequency Channel Number，UTRA 绝对频点号）。 2.1GHz频段上行频点号为9612～9888，下行频点号为10562～10838，频点除以5就可以得到频点中心对应的频率值（以MHz为单位）。 每个频点间隔为200kHz，与GSM系统兼容。 当然每个频点的带宽远超过200kHz，这与CDMA的频点编号方式类似。 目前联通WCDMA系统下行第一频点号为10713（中心频率2142.6MHz），第二频点号为10688，第三频点号为10663。 上行频点号分别为9763（中心频率1952.6MHz）、9738以及9713。 WCDMA 码片速率= 3.84MHz 扩频因子= 4 则符号速率= 960Kbps 码片速率= 1秒钟传送的比特数 3.84M个
3gpp规定wcdma的UU口帧结构为帧长10ms，每帧15个时隙，每时隙有2560个码片。因此1帧包含的比特数=2560*15=38400bit 因为1帧=10ms 所以码速率= 2560*15/10ms=2560*15/0.01s=2560*15*100=3840000=3.84*1000*1000=3.84Mbit/S 因此 空口速率3。84Mb/S是由wcdma的帧结构所决定的。3gpp规定wcdma的UU 口帧结构为帧长10ms，每帧15个时隙，每时隙有2560个码片。如此算来，2560*15/10ms 即3840/ms换算成标准速率格式即3.84Mb/s。 我们知道wcdma是无线频带传输，即数字基带信号要经过调制变频到合适的频点上、在一定的频带范围内来传输的。 在理想情况下传输一定基带带宽信号用和信号带宽相同的频带带宽就可以了。 实际上，由于形成频带带宽的带通滤波器不可能是理想的矩形，而是常用的钟型，就使得频带带宽要大于基带信号的带宽。 在WCDMA中采用升余弦滚降系数滤波器，滚降系数为0.22， 那么传速率为3.84Mb/s信号的所需带宽为B=3.84（1+0.22）=4.684Mb/s，考虑到频点间要留有一定的保护间隔200K，两头的两个一共是400K，
连续周期性时间信号的傅里叶级数
实验三连续周期性时间信号的傅里叶级数 一、实验目的： 1. 进一步掌握MATLAB子函数的表示方法 2. 深刻理解傅里叶级数的信号分解理论及收敛性问题 3. 理解周期性信号的频谱特点。 二、实验原理 傅里叶级数 设有连续时间周期信号，它的周期为T，角频率，且满足狄里赫利条 件，则该周期信号可以展开成傅里叶级数，即可表示为一系列不同频率的正弦或复指数信号之和。傅里叶级数有三角形式和指数形式两种。 1. 三角形式的傅里叶级数： 式中系数，称为傅里叶系数，可由下式求得： [ 2. 指数形式的傅里叶级数： 式中系数称为傅里叶复系数，可由下式求得： 周期信号频谱具有三个特点： （1）离散性，即谱线是离散的； （2）谐波性，即谱线只出现在基波频率的整数倍上； （3）收敛性，即谐波的幅度随谐波次数的增高而减小。
周期信号的MATLAB表示 周期信号的傅里叶分解用Matlab进行计算时，本质上是对信号进行数值积分运算。在Matlab中有多种进行数值积分运算的方法，我们采用quadl函数，它有两种其调用形式。 (1) y＝quadl(‘func’, a, b)。其中func是一个字符串，表示被积函数的.m文件名（函数名）；a、b分别表示定积分的下限和上限。 (2) y＝quadl(@myfun, a, b)。其中“@”符号表示取函数的句柄，myfun表示所定义函数的文件名。 例： 用MATLAB计算脉冲宽度T1 = 2；周期T = 4的周期性脉冲信号的复傅里叶级数，分别画出N = -2:2， -10:10， -50:50， -200:200的傅里叶级数展开及合成，观察吉普斯效应。画出T = 4， T =8下的双边谱 A.首先创建一个子函数singRect（t, T1），表示单个脉冲信号，时间为t，宽度为T1。function y = singRect(t, T1) y = (abs(t) <= T1); end B.创建傅里叶积分的被积子函数 function y = rectExp(t, k, w) y = (abs(t) <= 1) .* exp(-1j*k*w*t); end C.创建子函数用于傅里叶级数计算及合成 function [x, ak] = fourierSeries(N, t) T1 = 1; T = 4; w = 2 * pi/T; ak = zeros(1, 2 * N + 1); for i = 1:2*N+1 %傅里叶分解，计算傅里叶系数ak ak(i) = quadl(@(t)fsInt(t, i - N - 1, w, T1), -2, 2)/T; end; x = 0; for i = 1:2*N + 1 %傅里叶级数合成 x = x + ak(i) * exp(1j*(i - N - 1)*w*t); end end D.创建main函数，计算不同N下的傅里叶级数及合成。 T1 = 1; T = 4; t = -T/2:0.001:T/2; figure, subplot 221, N = 2; [x, ak] = fourierSeries(N, t); plot(t, singRect(t, T1), 'k');
码片成型前后信号带宽速率关系
码片成型前后信号带宽、码片速率、滤波器截止频率的关系 设码片速率为P cps ，发送端采样速率为S1 Hz ，信号带宽为B Hz ，升余弦 滚降滤波器的滚降系数为α，归一化截止频率为w ，接受端采样速率为S2 Hz 。信号调制为BPSK 调制。 1. 信号带宽与码片速率的关系 升余弦成型滤波器频率传输特性如下：其中N f 为奈奎斯特带宽，N f =P/2， 奈奎斯特带宽就是码片速率的一半。 由上图可知，经过成型滤波器剩下信号带宽为; BW1=N f (1+α)=P/2*(1+α)； 又由于信号经过BPSK 调制（频谱搬移将负的部分搬到正轴），因此信号的带宽: BW=2*BW1=P*(1+α); (1-1) 2. 码片速率和滤波器归一化截止频率关系 由上图可以看出，当f=N f 时，幅度为满幅的一半，可认为是截止频率。（从FDAtool 上可以看出来N f 就是截止频率），又因为归一化是对s f /2归一化）即： N f =(s f /2) *w=P/2 即可推导出： s f *w=P (1-2) N f 2N f (H f
通过方案中的信号格式可以验证以上公式： （1）协商信号 调制方式：BPSK； 码片成形：α＝1升余弦成型； 表6.2.1 便携式小站与中心站业务信道协商信号扩频参数 协商信号 调制方式：BPSK； 码片成形：α＝0.2升余弦成型； 表6.2.3 车载式小站与中心站业务信道协商信号扩频参数 以上两个表可验证公式： BW =P*(1+α); （2）小站接收信号带宽及滤波器设计归一化截止频率见下表：
Matlab仿真波形图： 仿真中，滚降系数为α=0.5，每个码片采4个点，令 f=4KHz，那么码片速率 s P为1KHz； 滤波成型后的波形 方波信号频谱图 成型波形频谱图 载波波形 BPSK调制信号频谱 f（1+α）=(1+α)*P/2=750Hz。 由第三、四张图可得，成型滤波后信号频谱为 N
信号周期规范
竭诚为您提供优质文档/双击可除 信号周期规范 篇一：信号配时计算过程 本次设计选择的路段上有四个交叉口，其中两个t字交叉口、两个十字交叉口。四个交叉口均属于定时信号配时。国际上对定时信号配时的方法较多，目前在我国常用的有美国的hcm法、英国的tRRl法（也称webster法）、澳大利亚的aRRb法（也称阿克赛利克方法）、中国《城市道路设计规范》推荐方法、停车线法、冲突点法共六种方法。本次设计运用的是比较经典的英国的tRRl法，即将F·韦伯斯特—b·柯布理论在信号配时方面的使用。对单个交叉口的交通控制也称为“点控制”。本节中使用tRRl法对各个交叉口的信号灯配时进行优化即是点控制中的主要内容。在对一个交叉口的信号灯配时进行优化时，主要的是根据调查所得的交通流量先确定该点的相位数和周期时长，然后确定各个相位的绿灯时间即绿信比。 柯布(b．m．cobbe)和韦伯斯特(F．V．webester)在1950年提出tRRl法。该配时方法的核心思想是以车辆通过交叉口的延误时间最短作为优化目标，根据现实条件下的各种限
制条件进行修正，从而确定最佳的信号配时方案。 其公式计算过程如下： 1.最短信号周期cm 交叉口的信号配时，应选用同一相位流量比中最大的进行计算，采用最短信号周期cm时，要求在一个周期内到达 交叉口的车辆恰好全部放完，即无停滞车辆，信号周期时间也无富余。因此，cm恰好等于一个周期内损失时间之和加上全部到达车辆以 饱和流量通过交叉口所需的时间，即： cmlV1Vcm2cms1s2Vncmsn（4-8）式中：l——周期损失时间（s）；Vi si——第i个相位的最大流量比。 由（4-8）计算可得： cml 1yi 1nl1y（4-9）式中：y——全部相位的最大流量比之和。 2.最佳信号周期c0 最佳周期时长c0是信号控制交叉口上，能使通车效益 指标最佳的交通信号周期时长。若以延误作为交通效益指标，使用如下的webster定时信号交叉口延误公式： c(1)2x2c1 d0.65(2)3x(25)2(1x)2q(1x)q（4-10）式中：d——每
道路平面交叉口信号配时计算
四、交通设计与改善方案 4.1 交通设计方案 4.2 交通组织改善 4.2.1 信号配时的计算 （1）迎江路与和州大道交叉口 相位方案为：①南北向直行和右转②南北向专用左转③东西向直行和右转④东西向专用左转。交叉口信号相位如图4.1所示，交叉口信号相位配时如图4.2所示。 图4.1 迎江路与和州大道交叉口信号相位图 图4.2 迎江路与和州大道交叉口现在信号相位配时图 交叉口各进口道的流量及通行能力如表4.1所示。
流量比q y s =，式中q-小时流量，s-通行能力。经计算，各进口道的流量比如表4.2所示。 根据图4.1、表4.2，可以得出： 第一相位的流量比取0.2352，第二相位的流量比取0.1415，第三相位的流量比取0.1991，第四相位的流量比取0.0945。 总流量比：12340.23520.14150.19910.09450.6703Y y y y y =+++=+++= 已知起动损失时间3s L s =，黄灯时长3A s =，绿灯间隔时间3I s =。 信号周期内总的损失时间1()(333)12n s k k k L L I A ==+-=+-=∑∑s 因此，最佳信号周期0 1.55 1.5*12523 70110.67030.3297 L C Y ++= ===--s 一个周期总的有效绿灯时间为：0701258e G C L =-=-=s 第一相位的有效绿灯时间为：110.2352 58200.6703e e y g G Y =?=?=s 第二相位的有效绿灯时间为：220.141558120.6703e e y g G Y =?=?=s 第三相位的有效绿灯时间为：330.199158180.6703 e e y g G Y =? =?=s
DS信号伪码周期及码片速率估计的自相关法 (1)
第23卷第4期航天电子对抗 *国家自然科学基金项目(60602057),重庆邮电大学自然科学基金项目(A2006-04,A2006-86),重庆市教委自然科学基金项目(KJ060509),重庆市科委自然科学基金项目(CST C,2006BB2373)。 收稿日期:2007-02-01;2007-04-06修回。 作者简介:张天骐(1971-),男,副教授,博士,研究方向为通信信号的调制解调、盲处理、神经网络实现以及FPGA 、VLSI 实现;杨柳飞(1984-),女,硕士研究生,研究方向为移动通信信号的盲处理以及FPGA 、VLSI 实现;代少升(1974-),男,副教授,博士,研究方向为图像处理以及FPGA 、VLSI 实现;李雪松(1978-),男,硕士研究生,研究方向为智能信号与信息处理以及FPGA 、VLSI 实现。 DS 信号伪码周期及码片速率估计的自相关法* 张天骐,杨柳飞,代少升,李雪松 (重庆邮电大学移动通信重点实验室/信号处理与片上系统研究所,重庆 400065) 摘要: 直扩(DS)信号是高抗干扰低截获率信号,有关DS 信号及其参数的检测与估计具有重要的意义。DS 信号对抗的首要任务就是必须检测与估计到DS 信号及相关参数,包括伪码周期、码片速率等。但是由于DS 信号往往淹没在噪声中传播,致使常规的信号处理方法无法直接应用。针对DS 信号及其参数的检测与估计问题,综合了有关信号处理的相关处理方法,提出了一种可以检测DS 信号并同时估计其伪码周期、码片速率参数的自相关方法。理论分析和实验表明该方法在较低信噪比环境下能较好地工作。 关键词: DS 信号;伪码周期;码片速率;自相关法 中图分类号: TN975 文献标识码: A Estimation of period and chip rate of pseudo -noise sequ ence for direct sequence spread spectrum signals using correlation techniques Zhang Tianqi,Yang Liufei,Dai Shaosheng,Li Xuesong (Research Institute of Signal Pro cessing and System -On -Chip,Key Laboratory of Mobile Communication Technology,Chong qing U niversity of Posts and Telecomm unications, ChongQing 400065,China) Abstract:T he first task of DS sig nal countermeasur es is to detect and estimate the par ameters of DS sig nals,which include per iod and chip r ate of pseudo -noise (P N)sequence.Because the level o f DS pow er spectrum is very low ,the classical metho ds of signal detection and estimation co uld not be applied directly to the field of DS sig nal pro cessing.A iming at the pro blem of detection and parameter estimation of DS signals,the co rrelatio n metho ds of DS sig nal pr ocessing are sy nthesized,and a new method w hich can estimate the par ameters of period and chip rate of PN sequence simultaneously is pr oposed.T heory analysis and ex per iment results show the method can wo rk well in the hig h -level noise envir onment. Key w ords:DS sig nal;perio d of P N sequence;chip rate of P N sequence;corr elation method 1 引言 直扩(DS)信号的功率谱密度通常很低,淹没在噪声中传播,带有明显的抗干扰性和抗截获性。因 此从它诞生以来,人们就想尽各种方法来对DS 信号 进行检测与估计,已经提出的方法有能量检测法、相关检测法、幂律包络检测法、二次谱分析法、倒谱分析法、高阶谱分析法和周期谱(谱相关)分析法等等。其中研究得较早较多的是相关检测法,该方法在一定程度上克服了DS 信号能量检测法的缺点(对背景噪声较敏感),甚至其在有窄带干扰情况下也具有较好的鲁棒性。相关域的检测方法一般是利用不同时刻噪声空间相互独立的特点,因而检测效果较先前的能量检测方法要好。纵观国内外DS 信号自相关检测法领域的研究,不难发现这种方法还有待综合和完善。 本文在前人有关工作的基础上综合了DS 信号 53