反激变换器辅助电源地设计

辅助电源部分

辅助电源设计采用UC3842A芯片，具体设计过程如下

1、功能指标参数

交流输入电压范围：V in =90~ 265V

电网电压频率：f r = 40 ~ 60 Hz

最大输出功率：P ou t =30W

输出电压：V o 15V

效率：n =85%

开关频率：f s= 60kHz

2、电路原理图

图1反激变换器电路原理图

3、主电路参数设计

3.1变压器设计

（1）根据AP值选择磁芯

面积乘积AP为绕组窗口面积（AW和磁芯横截面积的乘积（Ae）。同时，将AP 值与输入功率联系在一起，可以得到以下公式：

厂①143

11 1 P

AP = ------- . -- ---- cm4

lf s"B*K p*K u*K t 丿

其中，P in是额定输入功率；

△ B为磁通密度变化量，一般为0.2T ;

&为磁芯窗口有效使用系数，一般取 0.2~0.4 ; ?为绕组填充系数，一般取0.4~0.5 ;

K 为均方电流系数，等于直流输入电流与最大原边电流的比值， 一般取0.7~1.4 ；

K =K p *K u *K 为铜有效利用系数，一般取 0.1~0.2

磁芯，AP = 1.5854cm 4

， A = 118.5mm 2

， A w = 133.79mm 2

。 (2)原副边匝数计算

输入平均电流：為 巫 =

30

0.27(A)

r >*V in (mi n) 0.85T27

其中：V 」min)为最小直流输入电压，V in (min) = 90*2 -1.0 127V ；

输入电流峰值大小：

_Vin (min)*T

O n (maX)*108

代*怕

V in (min)：最小直流输入电压(V )；

1.143

1.143

=0.318cm 4 ( 11.1*36 =60*103

A-.f

5 经过计算，AP 约为0.318cm 4。为了保证足够的功率裕量，选择TDKS 列EI33/29/13 sTB*K p *K u *K t , 2I a v

(1 k)* D max

其

中： p1

k

，根据经验，当 P>40W 寸，K=0.5~0.6 ;当 P<40W 寸，K=0.35~0.45 。

I

I

pk

2I a v

2*0.27 (1

:0.96(A)

初级电感量：

%(讪)*。甸

127*0.4

3

0.882*10 '(H) p

I * f

0.96*60*10

叫(min)二

Lpf

4* B

〔

本设计中，P<40Vy k 取0.4 ;为了保证工作于 DCM 莫式，占空比最大值取 DnaFO.4，所以有: (1 k)* D max

最小原边匝数:

T on (max):最大导通时间，(S)；

B :磁心磁通密度变化量，单位：高斯，一般取值范围为：

1000~2500高斯;

A:磁心有效截面积，选用

EI33/29/13 磁芯，其Ae=118m 显1.18cm 2

副边匝数:

“ (V o +V d )* N p *(1 - D max ) (15 + 1)*45*0.6 +

N s - - p

—

9匝

V in (min)* D max

127*0.4

2:畐【J 边匝数；M ：原边匝数；DU :最大占空比；V d :输出整流二极管压降;

取Ns=9匝

辅助供电绕组匝数：

N 辅助二

N S V L ^-9^6

-9M

；

V - 1

16

(3)绕组线径选择

电流密度取J=500圆密尔/A;由于趋肤效应，绕线表面电流大而内部电流小, 开关电源设计时，单根线径不得超过趋肤深度的 2-3倍；

趋肤深度计算公式：

带入参数：f=60kHz ，温度T=20C

选用线径d=0.38mm 的铜线作为绕组导线 单根导线的圆密尔数：

原边电流峰值为I pk =0.96A ，平均电流为

原边绕组绕线根数

I * I

：、1(根)

S 1

副边绕组绕线根数：

N p (min)二必仲“)* T

on (max

)*108

二

127*0.4* 16.7*10 丄 1.18*1600

*108

45匝

6.61

65.5

(温度 T=20C)

趋肤深度:

65.5

、60*10

=0.267(mm)

(d )

2

S

=0^*

1000

=

3.14*0.192

0.5066 *

1000 224

圆密尔

)

其中 I rms2=2A

综上可得变压器参数，如表(1)所示:

表

:变压器参数表

3.2保险丝选择

当输入最低、负载最重时，输入电流有效值为考虑留有一定裕量， 根据前面 计算可知，当输入电压为90V 时，输入电流峰值为0.96A ，故保险丝的耐压耐流 为 250V 、2A 。

3.3整流桥选取

最大交流输入电压为265V,整流后电压约为400V,考虑电压留有1.5~2倍 裕量，电流留有2~3倍裕量，选取整流桥型号为 KBP206其可承受最大电压为 600V,最大电流为2A ；

3.4选取输入滤波电容

整流桥前端用SR 公司生产的0.1uF/275V 滤波电容；整流桥后端用Nitsuka 公司出产的1uF/630V 滤波电容，滤除整流后电网中的高频纹波干扰；电路输出 功率为30W 一般储能电容的选取原则为1W/(1~2uF),为保证足够裕量，同时降 低输入电网侧电压波动，则选择滤波储能电容为 100uF/450V ；

3.5选取开关管

由前述可知原边电流峰值为0.96A ，开关管耐压为500V,考虑一定裕量，则 选取开关管为13N50C 耐压耐流值为500V 、13A 。

3.6峰值电流检测电阻选取

考虑成本问题选择电阻检测开关管电流，检测电阻

R

5

可/ I pk 胡/0.96 :- V 1，检测电阻功耗约为1W 选取为1 Q /2W 的金属氧化膜

n 2

*

rms2

2*500 224

(整理)反激式开关电源变压器设计原理.

反激式开关电源变压器设计原理 (Flyback Transformer Design Theory) 第一节. 概述. 反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图. 一、反激式转换器的优点有: 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2. 转换效率高,损失小. 3. 变压器匝数比值较小. 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求. 二、反激式转换器的缺点有: 1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下. 2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大. 3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 第二节. 工作原理 在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下: 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2. 由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T 由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN. 开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip 亦可用下列方法表示: Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T

2019年反激式开关电源设计大全

2019年反激式开关电源设计大全

前言 对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它 的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消 副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负 载运行时，该励磁分量均不变化。 励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水 泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整 个工作过程中保持恒定。 正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电 流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分 量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝 数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很 小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。 反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步：第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来； 第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。

可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压 器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没 有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向 磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。 磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁 感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动 势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开 关管上，开关管会瞬时损坏。 由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下， 首要解决的是磁芯饱和问题。 如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源 变压器设计的思考二中讨论。 反激式开关电源设计的思考二---气隙的作用 “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁 芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢? 由全电流定律可知:

5V,2A 反激式电源变压器设计(EFD20)过程整理_20110310

5V,2A 反激式電源變壓器設計過程整理 已知: VinAC = 85V ~ 265V 50/60Hz Vout = 5V + 5% Iout = 2A Vbias = 22V, 0.1A (偏置線圈電壓取 22V, 100mV) η = 0.8 fs = 132KHz 計算過程: 1.設工作模式為 DCM 臨界狀態. Pout = 5*2 = 10W Pin = Pout/η= 10/0.8 = 12.5W V inDCmin = 85* 2-30(直流紋波電壓)= 90V V inDCmax = 265* 2=375V 2.匝數比計算 , 設最大占空比Dmax = 0.45 : 13918.12) 45.01(*)2.05.05(45.0*90)1(*)d out (*n max max min in ≈=-++=-++=D V V V D V L DC 式中: Vd 為輸出整流二極管導通壓降,取0.5V; VL 為輸出濾波電感壓降, 取0.2V. 3.初級峰值電流計算: A D V P I DC 494.045 .0*9010*2*out 2p max min in === 4.初級電感量計算: H H I V D L DC u 62110*621494 .0*10*13290*45.0p *fs *p 63min in max ==== 5.變壓器磁芯選擇EFD20, 參數如下: Ae = 28.5mm 2 AL = 1200+30%-20%nH/N 2 Le = 45.49mm Cl = 1.59mm -1 Aw = 50.05mm 2 Ap = 1426.425mm 4

单端反激开关电源方案

反激式开关电源变压器的设计 反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D ，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我设计变压器的方法。 设计变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V 到265V ，输出5V ，2A 的电源，开关频率是100KHZ 。 第一步，选定原边感应电压V OR 这个值是由自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电压，为了便于理解，我们从下面图一所示的例子谈起，慢慢的来。 这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，下面分析一下一个工作周期的工作情况，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的电流： I 升=V S *Ton/L 这三项分别是原边输入电压、开关开通时间和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的电流： Ｉ降=V OR *T OFF /L 这三项分别是原边感应电压（即放电电压）、开关管关断时间和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流会回到原来的值，不可能会变，所以，有： V S *T ON /L=V OR *T OFF /L 即上升了的等于下降了的，懂吗？好懂吧!上式中可以用Ｄ来代替T ON ，用(１－Ｄ)来代替T OFF 。移项可得： 图一

反激式开关电源变压器的设计方法

反激式开关电源变压器的设计方法 1引言 在开关电源各类拓扑结构中，反激式开关电源以其小体积、低成本的优势，广泛应用在高电压、小功率的场合。反激式开关电源设计的关键在于其变压器的设计。由于反激变压器可以工作在断续电流（DCM ）和连续电流（CCM ）两种模式，因此增加了设计的复杂性。本文考虑到了两种工作模式下的差异，详细介绍了反激变压器的设计方法和步骤。 2基本原理 R 1 V o 图1 反激变换器原理图 反激变压器实际上是一个耦合电感，首先要存储能量，然后再将磁能转化为电能传输出去[1]。如图1所示，当开关管r T 导通时，输入电压i V 加在变压器初级线圈上。由于初级与次级同名端相反，次级二极管1D 截止，能量储存在初级线圈中，初级电流线性上升，变压器作为电感运行。当r T 关断时，励磁电感的电流使初级和次级绕组电压反向，1D 导通，储存在线圈中的能量传递给负载。按照电感线圈中电流的特点，可分为断续电流模式（DCM ）和连续电流模式（CCM ）。电流波形如图2所示。

初级 次级 初级 次级 I p2I p1I s2 I s1 I p2 I p1 I s2 I s1 DCM CCM 图2 DCM 和CCM 电流波形 DCM 为完全能量转换，在开关管开通时，初级电流从零开始逐渐增加，开关管关断期间，次级电流逐渐下降到零。 CCM 为不完全能量转换，开关管开通时，初级电流有前沿阶梯，开关管关断期间，次级电流为阶梯上叠加的衰减三角波。 3设计步骤 （1）各项参数的确定 反激式开关电源变压器的设计中涉及到很多参数，因此在计算之前必须要明确已知量和未知量。 已知参数一般由电源的设计要求和特点来确定，包括：直流输入电压i V （i min i i max V V V ≤≤），输出电压o V ，输出功率o P ，效率o i P = P η，工作频率1 f=T 。 未知量即所要求的参数包括：磁芯型号，初级线圈匝数p N ，次级线圈匝数s N ，初级导线直径p d ，次级导线直径s d ，气隙长度g l 。 另外，为了能够对未知参数进行求解，我们还必须要指定开关管的耐压值或开关的最大占空比。本文中，以规定满载和最小输入电压条件下最大占空比为 max D 来进行后续的计算。 为简化计算公式，本文中忽略开关管及二极管导通压降。

单端反激式开关电源-主电路设计

摘要开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制、IC 和MOSFET构成。 本设计在大量前人设计开关电源的的基础上，以反激式电路的框架，用TOP244Y 构成12V、2.5A开关电源模块,通过整流桥输出到高频变压器一次侧，在二次侧经次级整流滤波输出。输出电压经采样与TL431稳压管内部基准电压进行比较，经过线性光偶合器PC817改变TOP244Y的占空比,从而使电路能直流稳压输出。 关键词开关电源；脉冲宽度调制控制；高频变压器；TOP244Y ABSTRACT Switching power supply is the use of modern electronic technology, control switching transistor turn-on and turn-off time ratio of the output voltage to maintain a stable power supply, switching power supply generally by the pulse width modulation (PWM) control,IC and MOSFET form. The design of a large number of predecessors in the switching power supply design based on the flyback circuit to the framework, using TOP244Y constitute a 12V, 2.5A switching power supply module, through the rectifier bridge output to high-frequency transformer primary side, the secondary side by the time level rectifier output. TL431 by sampling the output voltage regulator with an internal reference voltage comparison, after a linear optical coupler PC817 change TOP244Y duty cycle, so the circuit can be DC regulated output. Keyword Switching Power Supply；PWM Control；high frequency transformer；TOP244Y 目录 前言 (3) 1.反激式PWM高频开关电源的工作原理 (4)

反激式开关电源设计的思考(一到五)

反激式开关电源设计的思考一 对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负载运行时，该励磁分量均不变化。 励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整个工作过程中保持恒定。 正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。 反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步： 第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来； 第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。 可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。 磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开关管上，开关管会瞬时损坏。 由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下，首要解决的是磁芯饱和问题。 如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源变压器设计的思考二中讨论。 关键词:开关电源反激式磁芯饱和 反激式开关电源设计的思考二 “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢?由全电流定律可知:

(完整版)单端反激式开关电源的设计..

《电力电子技术》 课程设计报告 题目：单端反激式开关电源的设计学院：信息与控制工程学院

一、课程设计目的 （1）熟悉Power MosFET的使用； （2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的使用； （3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力； 二、课程设计的要求与内容 本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率 的反激式开关电源。我设计的是一个输入190V，输出9V/1.1A的反激式开关电源，要求画出必要的设计电路图，进行必要的电路参数计算,完成电路的焊接任务。有条件的可以用protel99 SE进行PCB电路板的印制。 三、设计原理 1、开关型稳压电源的电路结构 （1）按驱动方式分，有自激式和他激式。 （2）按DC/DC变换器的工作方式分：①单端正激式和反激式、推挽式、半桥式、全桥式等；②降压型、升压型和升降压型等。 （3）按电路组成分，有谐振型和非谐振型。 （4）按控制方式分：①脉冲宽度调制(PWM)式；②脉冲频率调制(PFM)式； ③PWM与PFM混合式。 DC/DC变换器用于开关电源时，很多情况下要求输入与输出间进行电隔离。这时必须采用变压器进行隔离，称为隔离变换器。这类变换器把直流电压或电流变换为高频方波电压或电流，经变压器升压或降压后，再经整流平滑滤波变为直流电压或电流。因此，这类变换器又称为逆变整流型变换器。 DC/DC变换器有5种基本类型：单端正激式、单端反激式、推挽式、半桥式和全桥式转换器。下面重点分析隔离式单端反激转换电路，电路结构图如图1所示。

图1 电路结构图 电路工作过程如下：当M1导通时，它在变压器初级电感线圈中存储能量，与变压器次级相连的二极管VD处于反偏压状态，所以二极管VD截止，在变压器次级无电流流过，即没有能量传递给负载；当M1截止时，变压器次级电感线圈中的电压极性反转，使VD导通，给输出电容C充电，同时负载R上也有电流I 流过。M1导通与截止的等效拓扑如图2所示。 图2 M1导通与截止的等效拓扑 2、反激变换器工作原理 基本反激变换器如图3所示。假设变压器和其他元器件均为理想元器件，稳态工作如下： （1）当有源开关Q导通时，变压器原边电流增加，会产生上正下负的感应电动势，从而在副边产生下正上负的感应电动势，如图 3（a）所示，无源开关VD1因反偏而截止，输出由电容C向负 载提供能量，而原边则从电源吸收能量，储存于磁路中。 （2）当有源开关Q截止时，由于变压器磁路中的磁通不能突变，所以在原边会感应出上负下正的感应电动势，故VD1正偏而导通，

反激式电源设计及应用

反激式电源设计及应用 变压器有两种绕法:顺序绕法和夹层绕法.这两种绕法对EMI和漏感有不同的影响. 顺序绕法一般漏感为电感量的5%左右,但由于初,次级只有一个接触面,耦合电容较小,所以EMI 比较好. 夹层绕法一般漏感为电感量的1-3%左右,但由于初,次级只有两个接触面,耦合电容较大,所以EMI 比较难过.一般30-40W以下,功率不大,漏感能量还可以接受,所以用顺序绕法比较多,40W以上,漏感的能量较大,一般只能用夹层绕法. 变压器的漏感主要与哪些因素有关 绕组顺序:夹层绕法一般是先初级,后次级的1/2-1/3. 变压器形状:长宽比越大的变压器漏感越小. 先初級1/2-次級-初級1/2,大家叫這為三明治繞法 夹层?好象是先原边的二分之一,再逼边,再原边的二分之一吧! (1)变压器由于绕制造成的耦合电容偏差对变压器有那些指标有影响? (2)如你所说,顺序绕法露感较大,耦合电容较小,EMI较好,怎样从理论上解释耦合电容小EMI小这一问题?当然我想你这是从变压器本身来说的,从整个电源来说,漏感较大的话,整个产品的EMI 是不好的.所以我到认为,漏感的因素比耦合电容更能引起EMI难过,我这样说有道理吗? (3)在提到屏蔽层时,我有点不明白屏蔽绕组在变压器中是怎样设计的? 耦合电容是最大的共模干扰传导途径.
漏感产生的干扰频率比较低,也容易处理 这个电容到底起到什么作用?
通常的隔离变换器中,在原边和副边需接一个或两个耐高压隔离电容,通常也很小,这个电容到底是起到什么作用呢?事实也是,如果这个电容取得不当,会影响到输出噪声指标?不知cmg老哥对这个电容怎么看?还有就是这个电容连接到原副边,是接两个地呢,还是接输入地端和输出正端...? 并不是说不能用三名治饶,功率稍微大一点也只能用这个方法.否则漏感太大.
只是干扰大小的问题,当然在小功率的时候有更多的考虑,比如取消共摸电感,来降低成本. 我发现个有趣的问题,以前我也一直是认为更小的耦合电容对EMI有更多的好处.但我在最近的实验中发现当我把漏感控制在0.5%-0.8%时,整机电源的效率显著上升,再测传导和辐射发现原本辐射超过标准2个DB变成留有6.4DB余量. (说明:电源输出电压19V,功率75w.采用四段式绕法) 漏感小后,MOS关断时D-S端的震荡波形的幅度会减小,而这是最重要的干扰源,小了干扰能量会降低. 在反激式开关电源中,变压器相当于电感的作用.在开关管导通时,变压器储能,开关管关断时,变压器向次级释放能量.那么功率由开关管导通电流确定还是电感量确定? 在反激开关电源变压器设计时,如何计算变压器的气隙? 能否详细介绍开关电源的斜率补偿的作用,原理? 功率既不是由电感量确定,也不是由开关管确定,是由你的需要确定. 一般程序是这样,由功率和经验效率确定变压器的型号,也可以由“AP”等书上介绍的方法确定变

单端反激式开关电源(毕业设计)

目录 摘要 (2) 第一章开关电源概述 (1) 1.1 开关电源的定义与分类 (1) 1.2 开关电源的基本工作原理与应用 (1) 1.2.1 开关电源的基本工作原理 (1) 1.2.2 开关电源的应用 (2) 1.3 开关电源待解决的问题及发展趋势 (5) 1.3.1 开关电源待解决的问题 (5) 1.3.2 开关电源的发展趋势 (5) 第二章设计方案比较与选择 (7) 2.1 本课题选题意义 (7) 2.2 方案的设计要求 (7) 2.3 选取的设计方案 (8) 第三章反激式高频开关电源系统的设计 (9) 3.1 高频开关电源系统参数及主电路原理图 (9) 3.2 单端反激式高频变压器的设计 (10) 3.2.1 高频变压器设计考虑的问题 (10) 3.2.2 单端反激式变压器设计 (11) 3.3 高频开关电源控制电路的设计 (15) 3.3.1 PWM 集成控制器的工作原理与比较 (15) 3.3.2 UC3842工作原理 (17) 3.3.3 UC3842的使用特点 (18) 3.4 反馈电路及保护电路的设计 (19) 3.4.1 过压、欠压保护电路及反馈 (19) 3.4.2 过流保护电路及反馈 (19) 3.5变压器设计中注意事项 (20) 第四章总结 (21) 参考文献 (23) 致谢 ............................................................................................................................ 错误！未定义书签。

FAN6754A在PWM反激式开关电源的应用设计

FAN6754A在PWM反激式开关电源的应用设计 本文介绍了新款峰值电流型PWM控制芯片FAN6754A的工作特性和原理，分析了反激式开关电源的设计原理以及工作过程。针对次级电路结构，设计了一种新型反激式开关稳压电源。着重介绍了反激式开关电源的变压器设计过程，包括电感值的计算、磁芯的选择、绕组匝数的确定以及气隙等。利用三端稳压器TL431配合FAN6754A实现了对电源电压的控制和稳压输出，采用光耦器件实现了输入/输出的隔离和反馈。并在电源电路中加入了热敏电阻以及过压、过流保护等保护措施。实验测试结果表明：所设计的电源效率接近89%、稳压性能优良、纹波小、电压调整率、负载调整率高等优点。 不论在成本还是在技术方面，反激式拓扑都已被证明是一种有效的解决方案，在笔记本电脑的AC-DC适配器和充电器中用PWM功率转换来实现。这里本文设计了一种采用FAN6754A控制芯片应用于65W/19V笔记本电源适配器的新型反激式开关电源。 1 FAN6754A概述 FAN6754A是飞兆半导体(Fairchild)公司一款高度集成的用于通用开关电源和包括电源适配器在内的反激式绿色PWM控制器，可满足目前严苛的国际节能规范要求，FAN6754A 可提供高启动电压，将轻负载下的能效?提高25%.内置8ms软启动电路可大大减少MOSFET 启动时的电流尖峰和输出电压过冲现象。FAN6754A能降低EMI多达5-10dB的抖频功能，此外，FAN6754A加入了数项设计功能，能够降低总体功耗，例如专有绿色模式功能，提供关断时间调制以连续减低轻负载条件下的开关频率。 FAN6754A内置了多种稳健、精确的保护功能，以保护电源避免故障，完全无需增添外部组件或电路，如过低电压保护、欠压锁定(UVLO)、过压保护(OVP)、过载保护(OLP)和过温保护(OTP)、过流保护(OCP) 和过流限制(OCL)。VDD过压保护(OVP)功能可防止反馈环路开环等异常状况造成的损害。当VDD因异常状况超过24V时，PWM输出将会关断。欠压锁定(UVLO)电路有两个阈值，即导通和关断阈值，分别内固定为17V和10V.这里的UVLO 具有两段式的关断阈值，控制器的保护动作时，VDD电压下降到UVLO的关断阈值10V之下，PWM输出将被停止。但VDD此时不会马上重新上升，会继续下降到完全关断电压点6.5V之后，VDD才会重新上升到启动电压点，PWM控制器便会重新输出脉冲，这种机制使电源在输出短路或开环等异常情况下，平均输入功率可以被大大降低，不会发生电源过热的现象。不同于以往的PWM控制器，FAN6754A的HV4引脚还能执行AC欠压保护功能。采用一个快速二极管和启动电阻来对AC线电压进行采样(每180μS一次采样，脉宽20μS)，每一个采样周期峰值都被更新并存储在寄存器中，这个峰值可用于欠压和电流级限制调节。当HV引脚上的电压低于欠压电压时，PWM 输出关断。此外，HV 引脚能够进行限流值调整，缩小整个AC 电压范围上的过流保护容限。 2 反激式开关电源的设计 电源主电路采用单端反激式拓扑结构，开机后，220V市电经过EMI滤波器、整流桥BD和滤波电容后，转化为约310V的直流电;220V市电的通过启动电阻R7触发芯片内部的恒流源对VDD电容充电，当VDD达到导通门槛电压后，FAN6754A输出脉冲，电源开始工作，此后芯片由辅助绕组供电，电压维持在17V左右。主开关管开通后，次级Q3 处于断态，原边N1绕组的电流线性增长，电感储能增加;开关管关断后，N1绕组的电流被切断，变压器中的磁场能量通过副边绕组和Q3向输出端释放。FAN6754A 8脚产生的PWM脉冲

反激电源设计分析和经验总结

由反激电源引起的一点儿分析 开关电源分为，隔离与非隔离两种形式，在这里主要谈一谈隔离式开关电源的拓扑形式，隔离电源按照结构形式不同，可分为两大类：正激式和反激式。反激式指在变压器原边导通时副边截止，变压器储能。原边截止时，副边导通，能量释放到负载的工作状态，一般常规反激式电源单管多，双管的不常见。正激式指在变压器原边导通同时副边感应出对应电压输出到负载，能量通过变压器直接传递。按规格又可分为常规正激，包括单管正激，双管正激。半桥、桥式电路都属于正激电路。 正激和反激电路各有其特点，在设计电路的过程中为达到最优性价比，可以灵活运用。一般在小功率场合可选用反激式。稍微大一些可采用单管正激电路，中等功率可采用双管正激电路或半桥电路，低电压时采用推挽电路，与半桥工作状态相同。大功率输出，一般采用桥式电路，低压也可采用推挽电路。 反激式电源因其结构简单，省掉了一个和变压器体积大小差不多的电感，而在中小功率电源中得到广泛的应用。在有些介绍中讲到反激式电源功率只能做到几十瓦，输出功率超过100瓦就没有优势，实现起来有难度。本人认为一般情况下是这样的，但也不能一概而论，PI 公司的TOP芯片就可做到300瓦，有文章介绍反激电源可做到上千瓦，但没见过实物。输出功率大小与输出电压高低有关。 反激电源变压器漏感是一个非常关键的参数，由于反激电源需要变压器储存能量，要使变压器铁芯得到充分利用，一般都要在磁路中开气隙，其目的是改变铁芯磁滞回线的斜率，使变压器能够承受大的脉冲电流冲击，而不至于铁芯进入饱和非线形状态，磁路中气隙处于高磁阻状态，在磁路中产生漏磁远大于完全闭合磁路。 变压器初次极间的偶合，也是确定漏感的关键因素，要尽量使初次极线圈靠近，可采用三明治绕法，但这样会使变压器分布电容增大。选用铁芯尽量用窗口比较长的磁芯，可减小漏感，如用EE、EF、EER、PQ型磁芯效果要比EI型的好。 关于反激电源的占空比，原则上反激电源的最大占空比应该小于0.5，否则环路不容易补偿，有可能不稳定，但有一些例外，如美国PI公司推出的TOP系列芯片是可以工作在占空比大于0.5的条件下。 占空比由变压器原副边匝数比确定，本人对做反激的看法是，先确定反射电压（输出电压通过变压器耦合反映到原边的电压值），在一定电压范围内反射电压提高则工作占空比增大，开关管损耗降低。反射电压降低则工作占空比减小，开关管损耗增大。当然这也是有前提条件，当占空比增大，则意味着输出二极管导通时间缩短，为保持输出稳定，更多的时候将由输出电容放电电流来保证，输出电容将承受更大的高频纹波电流冲刷，而使其发热加剧，这在许多条件下是不允许的。 占空比增大，改变变压器匝数比，会使变压器漏感加大，使其整体性能变，当漏感能量大到一定程度，可充分抵消掉开关管大占空带来的低损耗，时就没有再增大占空比的意义了，

反激式开关电源设计资料.doc

反激式开关电源设计资料 前言 反激式开关电源的控制芯片种类非常丰富，芯片厂商都有自己的专用芯片，例如UC3842、UC3845、OB2262、OB2269、TOPSWITCH 等等。虽然控制芯片略有不同，但是反激式开关电源的拓扑结构和电路原理基本上是一样的，本资料以UC3842为控制芯片设计了一款反激式开关电源。 单端反激式开关稳压电源的基本工作原理如下： D1 T R L 图1 反激式开关电源原理图 当加到原边主功率开关管Q1的激励脉冲为高电平使Q1导通时，直流输入电压V IN加载原边绕组N P两端，此时因副边绕组相位是上负下正，使整流管D1反向偏置而截止；当驱动脉冲为低电平使Q1截止时，原边绕组N P两端电压极性反向，使副边绕组相位变为上正下负，则整流管被正向偏置而导通，此后存储在变压器中的磁能向负载传递释放。因单端反激式电源只是在原边开关管到同期间存储能

量，当它截止时才向负载释放能量，故高频变压器在开关工作过程中，既起变压隔离作用，又是电感储能元件。因此又称单端反激式变换器是一种“电感储能式变换器”。 学习了反激式开关电源的工作原理之后，我们可以自行设计一款电源进行调试。开关电源是一门实验科学，理论知识的学习是必不可少的，但是光掌握了理论知识是远远不够的，还要多做实验，测试不同环境不同参数下的电源工作情况，这样才能对电源有更深的认识。除此之外，掌握大量的实验数据可以对以后设计电源和电源的优化提供很大帮助，可以更快速更合理的设计出一款新电源或者排除一些电源故障。通过阅读下面的章节，可以使你对电源从原理理解到设计能力有一个快速的提升。

第一章 电源参数的计算 第一步，确定系统的参数。我们设计一个电源首先要确定电源工作在一个什么样的环境，比如说输入电压的范围、频率、网侧电压是否纯净，接下来是电源的输出能力包括输出电压、电流和纹波大小等等。先要确定这些相关因素，才能更好的设计出符合标准的电源。我们在第二章会详细介绍如何利用这些参数设计电源。 输入电压范围（V line min 和V line max ）； 输入电压频率（f L ）； 输出电压（V O ）； 输出电流（I O ）； 最大输出功率 （P 0）。 效率估计（E ff ）：需要估计功率转换效率以计算最大输入功率。如果没有参考数据可供使用，则对于低电压输出应用和高电压输出应用，应分别将E ff 设定为0.8~0.85。 利用估计效率，可由式（1-1）求出最大输入功率。 O IN ff P P E = （1-1） 第二步：确定输入整流滤波电容（C DC ）和DC 电压范围。 最大DC 电压纹波计算： max DC V ?= （1-2） 式（1-2）中，D ch 为规定的输入整流滤波电容的充电占空比。其 典型值为0.2。对于通用型输入（85~265Vrms ），一般将max V DC ?设定为

反激式开关电源原理与工程设计

反激式开关电源原理与工程设计 一．反激式开关电源的原理分析 二．反激式开关电源实际电路的主要部件及其作用三．反激式开关电源电路各主要器件的参数选择四．反激式开关电源pcb排板原则 五．变压器的设计 六．反激式开关电源的稳定性问题

反激式开关电源原理与工程设计 一．反激式开关电源的原理分析 1.反激式开关电源电路拓扑 2.为什么是反激式 a.变压器的同名端相反 b.利用了二极管的单向导电特性 3.电感电流的变化为何不是突变 电压加在有电感的闭合回路上，流过电感上电流不是突变

的，而是线性增加。 愣次定律： a.当电感线圈流过变化的电流时会产生感生电动势，其大 小于与线圈中电流的变化率成正比； b.感生电动势总是阻碍原电流的变化 4.变压器的主要作用与能量的传递 理想变压器与反激式变压器的区别 反激式变压器的作用 a.电感（储能）作用 遵守的是安匝比守恒（而不是电压比守恒） 储存的能量为1/2×L×Ip2

b.限流的作用 c.变压作用 初次级虽然不是同时导通，它们之间也存在电压转换关系，也是初级按匝比变换到次级，次级按变比折射回初级。 d.变压器的气隙作用 扩展磁滞回线，能使变压器更不易饱和 磁饱和的原理 图 电感值跟导磁率成正比,

导磁率=B/H B是磁通密度 H是磁场强度 简单一点,H跟外加电流成正比就是了，增加电流,磁流密度会跟着增加, 当加电流至某一程度时,我们会发现,磁通密度会增加得很慢, 而且会趋近一渐近线.当趋近这一渐近线时,这时的磁通密度,我们就称為饱和磁通密度,电感值跟导磁率成正比,导磁率=B/H B是磁通密度,H是磁场强度(电流增加,H会增加.) H会增加,但B不会增加, 导磁率变化量会趋近零啦! 电感值跟导磁率变化量成正比, 导磁率变化量趋近零,那电感值会是多少? 零 5.开关管漏极电压的组成 a. 高压为基础部分 b. 折射回来的电压部分 c. 漏感产生的尖峰部分 波形

一款基于UC3842的单端反激式开关电源的设计

一款基于UC3842的单端反激式开关电源的设计 164908060( 楼主 ) 2013-8-31 11:00:32只看该作者 981 | 21 倒序浏览引言 电源装置是电力电子技术应用的一个重要领域，其中高频开关式直流稳压电源由于具有效率高、体积小和重量轻等突出优点，获得了广泛的应用。开关电源的控制电路可以分为电压控制型和电流控制型，前者是一个单闭环电压控制系统，系统响应慢，很难达到较高的线形调整率精度，后者，较电压控制型有不可比拟的优点。 UC3842是由Unitrode公司开发的新型控制器件，是国内应用比较广泛的一种电流控制型脉宽调制器。所谓电流型脉宽调制器是按反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环、电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是比较理想的新型的控制器闭。 电路设计和原理 1 UC3842工作原理 UC3842是单电源供电，带电流正向补偿，单路调制输出的集成芯片，其内部组成框图如图l所示。其中脚1外接阻容元件，用来补偿误差放大器的频率特性。脚2是反馈电压输入端，将取样电压加到误差放大器的反相输入端，再与同相输入端的基准电压进行比较，产生误差电压。脚3是电流检测输入端，与电阻配合，构成过流保护电路。脚4外接锯齿波振荡器外部定时电阻与定时电容，决定振荡频率，基准电压VREF为0.5V。输出电压将决定变压器的变压比。由图1可见，它主要包括高频振荡、误差比较、欠压锁定、电流取样比较、脉宽调制锁存等功能电路。UC3842主要用于高频中小容量开关电源，用它构成的传统离线式反激变换器电路在驱动隔离输出的单端开关时，通常将误差比较器的反向输入端通过反馈绕组经电阻分压得到的信号与内部2.5V基准进行比较，误差比较器的输出端与反向输入端接成PI补偿网络，误差比较器的输出端与电流采样电压进行比较，从而控制PWM序列的占空比，达到电路稳定的目的。

反激电源变压器设计解析

反激电源变压器设计解析 3，反激电源变压器参数设计 从今天开始，我们一起来讨论一下反激电源变压器的设计。其实，反激电源的变压器设计方法有很多种。条条大路通罗马，我们究竟要选择哪条路呢？我的想法是，选择自己熟悉的路，选择自己能理解的设计方法。有的设计方法号称是最简单的，有的设计方法号称是最明了的。但我认为，适合你自己的才是最好的。更何况，有些设计方法，直接给个公式出来，没有头没有尾的，莫名其妙，就算按照那种方法计算出来你要的变压器，但你理解了吗？你从中学习到了什么？我想，授人以鱼，不如授人以渔，希望我们能够通过讨论反激变压器的设计过程，让大家不仅学会怎么计算反激变压器，更要能通过设计，配合上面的电路原理，把反激的原理搞透。岳飞不就曾说过：“阵而后战，兵法之常，运用之妙，存乎一心。” 一旦把原理搞清楚了，那么就不存在什么具体算法了。将来的运用之妙，就存乎一心了。可以根据具体的参数细化优化！ 其实，要设计一个变压器，就是求一个多元方程组的解。只不过呢，由于未知数的数量比方程数量多，那么只好人为的指定某些参数的数值。对于一个反激电源而言，需要有输入指标，输出指标。这些参数，有的是客户的要求，也是我们需要达到的设计目标，还有些参数是我们人为选择的。一般来说，我们需要这些参数： 输入交流电压范围、输出电压、输出电流、效率、开关频率等参数。 对于反激电源来说，其工作模式有很多种，什么DCM，CCM，CRM，BCM，QR等。这里要作一个说明：CRM和BCM是一种模式，就是磁芯中的能量刚好完全释放，次级整流二极管电流刚好过零的时候，初级侧MOS管开通，开始进行下一个周期。 QR模式，则是磁芯能量释放完毕后，变压器初级电感和MOS结电容进行谐振，MOS结电容放电到最低值时，MOS开通，这样可以实现较低的开通损耗。也就是说，QR模式是的mos开通时间比CRM模式还要晚一点。 CRM/BCM、QR模式都是变频控制，同时，他们都是属于DCM模式范畴内的。 而CCM模式呢，CCM模式的电源其实也包含着DCM模式，当按照CCM模式设计的反激电源工作在轻载或者高输入电压的时候，就会进入DCM模式。 那么就是说，CRM/BCM，QR模式的反激变压器的设计，可以按照某个特定工作点的时候的DCM 模式来计算。那么我们下面的计算就只要考虑DCM与CCM两种情况了。 那么我们究竟是选择DCM还是CCM模式呢？这个其实没有定论，DCM的优点是，反馈容易调，次级整流二极管没有反向恢复问题。缺点是，电流峰值大，RMS值高，线路的铜损和MOS的导通损耗比较大。而CCM的优缺点和DCM刚好反过来。特别是CCM的反馈，因为存在从DCM 进入CCM过程，传递函数会发生突变，容易振荡。另外，CCM模式，如果电感电流斜率不够大，或者占空比太大，容易产生次谐波振荡，这时候需要加斜坡补偿。所以呢，究竟什么时候选择用什么模式，是没有结论的。只能是“运用之妙，存乎一心”了。随着项目经验的增加，对电路理解的深入，慢慢的，你就能有所认识。

什么样的电路是单端反激

单位的项目需要一个开关电源，而产品空间的设计又导致无法使用市售的成品电源，于是我就领到了这个设计开关电源的任务。 这个任务的内容是设计一款220V AC网电源输入，带有5V500mA，12V6A输出的隔离式开关电源，对效率、纹波等其他的要求不高。 1、电源的主回路 1.1什么样的电路是单端反激 如图一所示的电路构成的电源电路就是常说的单端反激开关电源。 基本工作原理 简单说就是当Q1开通时，输入的直流电压通过初级绕组向变压器灌入能量；Q1关断时变压器内灌注的能量通过次级绕组释放，经D1整流、C2滤波后供负载使用。（插基本原理示意图） 1.2单端反激电源的优点 首先这个结构是与网电隔离的（国外的资料一般叫离线式）安全性好；这种结构相对简单，比较好做； 通过改变开关脉冲占空比和变压器的变比可以很容易的实现大范围的电压调整； 1.3单端反激电源的限制 最大的限制就是输出功率咯，一般就是几十瓦或者百来瓦。有这个限制的原因是这种电路结构的输出功率取决于通过变压器原边的电流峰值，而这个峰值跟原边的电感量（还有开关频率、占空比等其他因素），如果想把电源的功率做的很大，那么变压器的电感量会小到跟分布参数接近，最后没办法成功的绕出一个合适的变压器来。 所以在设计电源一开始的时候，应该对要设计的电源功率有一个规划，资料上的说法是如果设计功率在100W以内那么可以采用单端反激的结构，否则应该考虑单端正激的结构。 这一次我要设计电源大概是80瓦的，所以我选择了单端反激的结构。 另一个限制是占空比，单端反激的结构中，开关信号的占空比一般不超过45%。这是因为在单端反激的结构中，由于变压器绕组的反电动势存在，作为开关管在关断时需要承受的电压为：

反激式开关电源的设计方法

1 设计步骤: 1.1 产品规格书制作 1.2 设计线路图、零件选用. 1.3 PCB Layout. 1.4 变压器、电感等计算. 1.5 设计验证. 2 设计流程介绍: 2.1 产品规格书制作 依据客户的要求，制作产品规格书。做为设计开发、品质检验、生产测试等的依据。 2.2 设计线路图、零件选用。 2.3 PCB Layout. 外形尺寸、接口定义，散热方式等。 2.4 变压器、电感等计算. 变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的， 2.4.1 决定变压器的材质及尺寸: 依据变压器计算公式 Gauss x NpxAe LpxIp B 100(max ) B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss) Lp = 一次侧电感值(uH) Ip = 一次侧峰值电流(A) Np = 一次侧(主线圈)圈数 Ae = 铁心截面积(cm 2) B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK Ferrite Core PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss ，设计时应考 虑零件误差，所以一般取3000~3500 Gauss 之间，若所设计的 power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右，以避免铁心 因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以 做较大瓦数的Power 。 2.4.2 决定一次侧滤波电容: 滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦数的Power ，但相对价格亦较高。 2.4.3 决定变压器线径及线数: 变压器的选择实际中一般根据经验，依据电源的体积、工作频率，