低功耗小功率开关电源设计

低功耗小功率开关电源设计

1 开关电源简介

小功率开关电源以其诸多优良的性能，在测控仪器仪表、通信设备、学习与娱乐等诸多电子产品中得到广泛的应用。随着环境和能源问题日益突出，人们对电子产品的环保要求不断提高，对电子产品的能源效率更加关注。设计无污染、低功耗、高效率的绿色模式电源已成为开关电源技术研究的热点。

本文研究一种中小功率开关电源，应用过渡模式有源功率因数校正、准谐振变频功率隔离变换控制和同步整流等多种先进的电源控制技术，以实现绿色开关电源设计的目的。

1.1 开关电源的基本结构

所有事物都要遵循能量守恒定律，开关电源也不例外，实际上，开关电源也要通过以能量形式传递完成的。从能量上看，开关电源可以分为直流开关电源模式和交流开关电源模式，直流开关电源模式主要是输出为直流信号电能，而交流开关电源模式主要是输出为交流信号电能。直流开关电源模式为当前的主流模式，该开关电源模式的基本组成结构框图如下图1.1所示：

图1.1 开关电源基本组成结构框图

由上图中可知：开关电源主要由整流滤波、DC/DC 变换电路、开关占空比桥式整流滤波 LC 组成 滤波器 DC/DC 变换器转换 输出 整流滤波

DC 直流输出

控制电路

放大电路 占空比控

制电路 交流输

入

控制电路以及控制电路等模块组成。

交直流输入电压经LC滤波器，再通过桥式整流与母线电解电容平滑后变为直流电压，再经DC/DC变换器转换，再经二极管整流和电解电容的滤波至输出，为了能使电路成为一个闭环工作，在输出端引出一个控制电路再经放大电路到占空比控制电路至DC/DC变换器转换器形成一个闭环。占空比控制电路中占空比的表示方法如下图1.2所示：

图1.2 占空比示意图

由上图中可知：占空比D=Toff/(TOff+Ton)，周期T= Ton+Toff，频率f=1/T。

1.2 传统开关电源的缺陷

传统开关电源基本上采用的都是传统电路，传统电路大部分采用的电路芯片都为PWM控制的KA38系列芯片，这当中也要用到开关MOSFET管，还有就是也要加个启动电阻，根据P=U*U/R可知该电路上的待机功耗至少要大于0.5W，而低功耗的要求待机功耗至少要小于0.5W，甚至有些要小于0.3W。如果功耗大，对人口密集的中国来说，电能的损耗无疑是巨大的。另外传统电源存在着某些有害物质，根据我国CCC标准中的《关于在电气电子设备中限制使用某些有害物质指令》，从而没能达到环保的功能。

1.3 绿色开关电源的发展方向

由于传统电源存在着诸多的缺陷，为了能量的有效利用，人们从而提出了绿色开关电源，绿色开关电源产品主要向高频、高效率、低功耗、小型化、集成化、模块化、智能化、高可靠性、满足EMC标准和环保等诸多方向不断发展。由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各大开关电源制造商都致力于同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率比铁氧化体（Mn Zn）材料上加大科技创新，以提高在高频率和交大磁通密度（Bs）下获得提高的磁性能，而电容器的小型化也是一项关键技术。以下几个方面将是开关电源发展的方向：

（1）小型化、薄型化、轻量化。开关电源的体积、重量主要是由储能元件

（磁性元件和电容）决定的，因此开关电源的小型化实质上就是尽可能减小其中储能元件的体积。

（2）高频化。在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感及变压器的尺寸，而且还能够抑制干扰，改善系统的动态性能，因此高频化是开关电源的主要发展方向。

（3）高可靠性。开关电源比连续工作电源使用的元器件多数十倍，因此降低了可靠性。从寿命角度出发，点解电容、光耦合器及排风扇等器件的寿命决定着电源的寿命。所以，要从设计方面着眼，尽可能使用较少的器件，提高集成度，采用模块化技术可以满足分布式电源系统的需要，提高系统的可靠性。

（4）低噪声。开关电源的缺点之一是噪声大，单纯地追求高频化，噪声也会随之增大。采用部分谐振转换回路技术，在原理上既可以提高频率又可以降低噪声，所以，尽可能降低噪声影响是开关电源的又一发展方向。

（5）采用计算机辅助设计和控制。采用CAA和CDD技术设计最新变换拓扑和最佳参数，使开关电源具有最简结构和最佳工况。在电路中引入微机监测和控制，可构成多功能监控系统，可以实时监测、记录并自动报警等。

开关电源被誉为高效能电源，它袋包着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。采用了高频变压器和控制集成电路的开关电源更具有效率高、输出稳定、可靠性高等特性，是今后电源的发展趋势。

2 低功耗小功率开关电源电路设计

2.1 设计方案的选择

在进行变换器的任何设计工作之前，首先要选择电路拓扑结构，这是一项非常重要的工作。由于电路拓扑结构在现在多达上百种，所以，开关电源电路拓扑结构可以选择为二种方案，第一种方案是采用单端正激式变换器的开关电源设计，第二种方案是采用单端反激式变换器的开关电源设计。

2.1.1 单端正激式变换器

有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器（全桥、半桥、推挽等）和单端变换器（正激式、反激式等）和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器只工作在磁滞回线一侧，利用率低。因此，它只适用于小功率输出场合。

单端正激变换器是一个隔离开挂变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。

单端正激式开关电源由于输出电感和续流二极管的作用，输出电流式连续的。开关晶体管截止时，降在其上的最大电压Vcemax为2Vin。变换器在开关晶体管导通时经变压器向负载传输能量，输出功率范围较大，高频变压器既要起变压器隔离和传输能量的作用，又起到电感线圈储能的作用。控制电路以继承的PWM脉宽调制电路为基础组成，能十分方便实现稳压调节及过压、欠压、限流和关断电源输出等保护控制功能。

2.1.2 单端反激式变换器

反激式开关电源采用了稳定性很好的双环路反馈（输出直流电压隔离取样反馈外环回路和初级线圈充磁值电流取样反馈内回路）控制系统，就可以通过开关电源的PWM（脉冲宽度调制器）迅速调整脉冲电压和初级线圈充磁峰值电流进行

有效调节，达到稳定输出电压的目的。这种反馈控制电路的最大特点是：在输入电压和负载电流变化较大时，具有更快的动态响应速度，自动限制负载电流，补偿电路简单。

2.1.3 设计方案

我所要做的绿色开关电源为小功率且比较小型化，这就不需要高成本且复杂的电路拓扑结构，这也是有利于市场上销售，所以对此小功率开关电源选用的电路拓扑结构为隔离反激式变换器电路拓扑。此电路拓扑结构对小功率、小体积开关电源是比较适合的，而要实现开关电源功能则需要在电路上做一系列的设计了。

2.2 桥式整流滤波电路和LC组成滤波器设计

由图1.1图中可知开关电源基本上由六大部分组成的，本设计的输入电压Vin为AC165V~AC264V，输出电压Vo为DC12V，输出额定电流Io为3A，桥式整流滤波电路和LC组成滤波器如图2.1所示：

图2.1桥式整流滤波电路和LC组成滤波器

由于元器件要看它本身的耐压值，所以在输入为AC264V时，经过整流桥DF06的电压是最大的，一般整流出来的直流电压乘以（1.45~1.55）可得出经过整流桥的最大耐压值，即Vmax=264V*1.4*1.55=572.88V，所以要选用的整流桥耐压必须大于572.88V，而DF06的耐压有600V，因而满足要求。由C1与L1组成的低通滤波器，且在电路形成的阻抗有15欧姆，另电路上有一个5欧姆热敏电阻，

低功耗电源的电感选择

低功耗电源的电感选择 超低功率或者超高功率开关电源稳压器的电感，并不象一般开关电源那样容易选择。目前常规的电感都是为一些主流设计所制造，并不能很好地满足一些特殊设计。本文主要讨论超低功率、超高效率Buck电路的电感选择问题。典型应用实例就是小体积电池长时间供电设备。在这种电路中，让工程师感到棘手的问题主要是电池容量（成本与体积）与Buck电路体积、效率之间的矛盾。为了减小开关电源的体积，最好选择尽可能高的开关频率。但是开关损耗以及输出电感的损耗会随着开关频率的提高而增大，而且很有可能成为影响效率的主要因素，正是这些矛盾大大提高了电路设计的难度。 Buck电路的电感要求 对工程师而言，铁磁性元件（电感）可能是最早接触的非线性器件。但是根据制造商提供的数据，很难预测电感在高频时的损耗。因为制造商通常只提供诸如开路电感、工作电流、饱和电流、直流电阻以及自激频率等参数。对于大部分开关电源设计来说，这些参数已经足够了，并且根据这些参数选择合适的电感也非常容易。但是，对于超低电流、超高频率开关电源来说，电感磁芯的非线性参数对频率非常敏感，其次，频率也决定了线圈损耗。 对于普通开关电源，相对于直流I2R损耗来说，磁芯损耗几乎可以忽略不计。所以通常情况下，除了“自激频率“这个与频率有关的参数外，电感几乎没有其他与频率相关的参数。但是，对于超低功率、超高频率系统（电池供电设备），这些高频损耗（磁芯损耗和线圈损耗）通常会远远大于直流损耗。 线圈损耗包括直流I2R损耗和交流损耗。其中，交流损耗主要是由于趋肤效应和邻近效应所导致。趋肤效应是指随着频率的提高移动的电荷越来越趋于导体表面流动，相当于减小了导体导电的横截面积，提高了交流阻抗。比如：在2MHz频率，导体导电深度（从导体表面垂直向下）大概只有0.00464厘米。这就导致电流密度降低到原来的1/e （大概0.37）。邻近效应是指电流在电感相邻导线所产生的磁场会互相影响，从而导致所谓的“拥挤电流”，也会提高交流阻抗。对于趋肤效应，可以通过多芯电线（同一根导线内含多根细导线）适度缓解。对于那些交流电流纹波远小于直流电流的电路，多芯电线可以有效降低电感的总损耗。 磁芯损耗主要是由于磁滞现象以及磁芯内部传导率或其他非线性参数的互感产生。在Buck拓扑结构中，第一象限的B-H磁滞回线对磁芯损耗影响最大。在第一象限这个局部图中，磁滞回线显示了电感从初始电感量过渡到峰值电感量再回到初始电感量的过程。如果开关电源稳定工作在不连续状态，磁滞回线会从剩余电感量（Br）过渡到峰值电感量（参考图1）。如果开关电源工作在连续状态，那么磁滞回线将会从直流偏置点上升到曲线峰值，再回到直流偏置点。通过实验可以确定磁滞回线的精确曲线形状（基本上是椭圆曲线）。

高效率开关电源设计实例.pdf

高效率开关电源设计实例--10W同步整流B u c k变换器 以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸收电路的设计主 要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。 采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每 一片控制IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。 10W同步整流Buck变换器 应用 此设计实例是PWM设计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器(板载的10W降压Buck 变换器)。 在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在 系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。很多运行性能的微妙 之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使 用现成买来的IC芯片时，3／4设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。 更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的(见图20的电路图)。 设计指标 输入电压范围： DC+10～+14V 输出电压： DC+5.0V 额定输出电流： 2.0A 过电流限制： 3.0A 输出纹波电压： +30mV(峰峰值) 输出调整：±1％ 最大工作温度： +40℃ “黑箱”预估值 输出功率： +5.0V*2A=10.0W(最大) 输入功率： Pout/估计效率=10.0W／0.90=11.1W 功率开关损耗 (11.1W-10W) * 0．5=0.5W 续流二极管损耗： (1l.lW-10W)*0.5=0.5W 输入平均电流 低输入电压时 11.1W／10V=1.1lA 高输入电压时： 11.1W／14V=0．8A 估计峰值电流： 1．4Iout(rated)=1．4×2．0A=2．8A 设计工作频率为300kHz。

大功率电源设计

《电力电子技术》课程设计说明书 大功率电源设计 院、部：电气与信息工程学院 学生姓名： 指导教师： 专业： 班级： 完成时间：2014年5月29日

摘要 主要介绍36kW 大功率高频开关电源的研制。阐述国内外开关电源的现状．分析全桥移相变换器的工作原理和软开关技术的实现。软开关能降低开关损耗，提高电路效率。给出电源系统的整体设计及主要器件的选择。试验结果表明，该装置完全满足设计要求，并成功应用于电镀生产线。 关键词：高频开关电源；全桥移相；零电压开关；软开关技术

ABSTRACT The analysis and design of 36 kW high frequency switching power supply are presented．The present state of switching power supply is explained．The operating principle of full bridge phase—shifted converter and realization of soft switching techniques are analysed．Soft switching can reduce switching loss and increase circuit s efficiency．Integer designing of power supply system and selection of main device parameters are also proposed．The experiment results demonstrate the power supply device satisfies design requirements completely．It has been applied in electric plating production line success—fully． Keywords：high frequency switching power supply；full bridge phase—shifted；zero voltage switching；soft switching tech— nlques

DC-DC电路中电感的选择

深入剖析电感电流 DC/DC电路中电感的选择 原文：Fairchild Semic on ductor AB-12 : In sight into In ductor Curre nt 翻译：frm （注：只有充分理解电感在DC/DC电路中发挥的作用，才能更优的设计DC/DC 电路。本文还包括对同步DC/DC及异步DC/DC既念的解释。） 简介 在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择 电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。本文专注于解释：电感上的DC电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。 理解电感的功能 电感常常被理解为开关电源输出端中的LC滤波电路中的L （C是其中的输出电容）。虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。 在降压转换中（Fairchild 典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND V JM A S悟怕1 DC Output Voltage * State 2 Figure 1. Basic Switching Action of a Converter 在状态1过程中，电感会通过（高边“high-side ”）MOSFE连接到输入电压。在状态2过程中，电感连接到GND由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“ low-side ”）MOSFE接地。如果是后一种方式，转换器就称为“同步（synchronus ）”方式。 现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。相反，在状态2 过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器，输 出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。

开关电源课程设计报告

现代电源技术课程实践报告 院系：物理与电气工程学院 班级：电气自动化一班 姓名: 李向伟 学号: 111101007 指导老师:苗风东

一、设计要求 （1）输入电压：AC220±10%V （2）输出电压: 12V （3）输出功率:12W （4）开关频率: 80kHz 二、反激稳压电源的工作原理

图2-1 反激稳压电源的电路图 三、 反激电路主电路设计 (1)(1)Np Vdc Ton Vo Tr Nsm -=+ （3-1） 1. 反激变压器主电路工作原理 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM 模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM

模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计. 1）工作过程： S 开通后，VD 处于断态，W1绕组的电流线性增长，电感储能增加； S 关断后，W1绕组的电流被切断，变压器中的磁场能量通过W2绕组和VD 向输出端释放。 反激电路的工作模式： 反激电路的理想化波形 S u S i S i V D t o t o ff t t t t U i O O O O 反激电路原理图

高效率开关电源设计实例

高效率开关电源设计实 例 文档编制序号：[KKIDT-LLE0828-LLETD298-POI08]

高效率开关电源设计实例--10W同步整流B u c k变换器 以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸收电路的设计主要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。 采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每一片控制IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。 10W同步整流Buck变换器 应用 此设计实例是PWM设计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器()。 在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。很多运行性能的微妙之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使用现成买来的IC芯片时，3／4设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的(见图20的电路图)。 设计指标 输入电压范围： DC+10～+14V 输出电压： DC+ 额定输出电流： 过电流限制： 输出纹波电压： +30mV(峰峰值) 输出调整：±1％ 最大工作温度： +40℃ “黑箱”预估值 输出功率： +*2A=(最大) 输入功率： Pout/估计效率=／= 功率开关损耗* 0．5= 续流二极管损耗：*= 输入平均电流 低输入电压时／10V= 高输入电压时：／14V=0．8A 估计峰值电流： 1．4Iout(rated)=1．4×2．0A=2．8A 设计工作频率为300kHz。

半桥型开关稳压电源设计讲课讲稿

半桥型开关稳压电源 设计

电力电子技术课程设计（论文）题目：240W半桥型开关稳压电路设计

摘要 本次设计的是240W半桥型开关稳压电源，为负载供电。 电源是各种电子设备不可或缺的组成部分，其性能优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠地工作。由于开关电源本身消耗的能量低，电源效率比普通线性稳压电源提高一倍，被广泛用于电子计算机、通讯、家电等各个行业。它的效率可达85％以上，稳压范围宽，除此之外，还具有稳压精度高、不使用电源变压器等特点，是一种较理想的稳压电源。本文介绍了一种采用半桥电路的开关电源，其输入电压为单相170 ~ 260V，输出电压为直流24V恒定，最大电流10A。设计内容包括主电路的原理与主电路图的设计、控制电路器件的选取、保护电路方案的确定以及计算机仿真与波形分析等方面。 关键词：半桥变换器；功率MOS管；脉宽调制；稳压电源。

目录 第1章绪论 (1) 1.1电力电子技术概况 (1) 1.2本文设计内容 (2) 第2章电路设计 (3) 2.1稳压电源总体设计方案 (3) 2.2具体电路设计 (4) 2.2.1 主电路设计 (4) 2.2.2 控制电路设计 (5) 2.2.3驱动电路设计 (6) 2.2.4保护电路设计 (7) 2.2.5 整体电路设计 (8) 2.3元器件型号选择 (9) 第3章课程设计总结 (13) 参考文献 (14) 第1章绪论 (1) 1.1电力电子技术概况 (1) 1.2本文设计内容 (2) 第2章电路设计 (3) 2.1稳压电源总体设计方案 (3) 2.2具体电路设计 (4) 2.2.1 主电路设计 (4) 2.2.2 控制电路设计 (5) 2.2.3驱动电路设计 (6)

如果确定开关电源电感值

如果确定开关电源电感值 开关电源电感器是开关电源设备的重要元器件，它是利用电磁感应的原理进行工作的。它的作用是阻交流通直流,阻高频通低频(滤波)，也就是说高频信号通过电感线圈时会遇到很大的阻力，很难通过，而对低频信号通过它时所呈现的阻力则比较小，即低频信号可以较容易的通过它。电感线圈对直流电的电阻几乎为零。 本文将阐明为非隔离式开关电源(SMPS)选用电感器的基本要点。所举实例适合超薄型表面贴装设计的应用，像电压调节模块(VRM)和负载点(POL)型电源，但不包括基于更大底板的系统。 图1所示为一个降压拓扑结构开关电源的架构，该构架广泛应用于输出电压小于输入电压的开关电源系统。在典型的降压拓扑结构电路中，当开关(Q1)闭合时，电流开始通过这个开关流向输出端，并以某一速率稳步增大，增加速率取决于电路电感。根据楞次定律，di=E*dt/L，流过电感器的电流所发生的变化量等于电压乘以时间变化量，再除以这个电感值。由于流过负载电阻RL的电流稳定增加，输出电压成正比增大。 在达到预定的电压或电流限值时，开关电源控制集成电路将开关断开，从而使电感周围的磁场衰减，并使偏置二极管D1正向导通，从而继续向输出电路供给电流，直至开关再度接通。这一循环反复进行，而开关的次数由控制集成电路来确定，并将输出电压调控在要求的电压值上。图2所示为在若干个开关循环周期内，流过电感器和其它降压拓扑电路元件上的电压和电流波形。 电感值对于在开关电源开关断开期间保持流向负载的电流很关键。所以必须算出保持降压变换器输出电流所必需的最小电感值，以确保在输出电压和输入电流处于最差条件下，仍能够为负载供应足够的电流。为确定最小的电感值，

如何进行低功耗设计

如何进行低功耗设计 现在电子产品，特别是最近两年很火爆的穿戴产品，智能手表等都是锂电池供电，如果采用同样容量大小的锂电池进行测试不难发现电子产品低功耗做的好的，工作时间越长。因此，低功耗设计排在电子产品设计的重要地位。 最近做穿戴产品设计，面临的第一个问题就是低功耗设计。经过这两天的认真分析总结，将低功耗设计的方法总结，以飨网友。 首先，要明白一点就是功耗分为工作时功耗和待机时功耗，工作时功耗分为全部功能开启的功耗和部分功能开启的功耗。这在很大程度上影响着产品的功耗设计。 对于一个电子产品，总功耗为该产品正常工作时的电压与电流的乘积，这就是低功耗设计的需要注意事项之一。 为了降低产品的功耗，在电子产品开发时尽量采用低电压低功耗的产品。比如一个产品，曾经用5v单片机正常工作，后来又了3.3v的单片机或者工作电压更低的，那么就是在第一层次中进行了低功耗设计，这也就是我们常说的研发前期低功耗器件选择。这一般需要有广阔的芯片涉猎范围或者与供应商有良好的沟通。 其次是模块工作的选择控制，一般选择具有休眠功能的芯片。比如在设计一个系统中，如果某些外部模块在工作中是不经常使用的，我们可以使其进入休眠模式或者在硬件电路设计中采用数字开关来控制器工作与否，当需要使用模块时将其唤醒，这样我们可以在整个系统进入低功耗模式时，关闭一些不必要的器件，以起到省电的作用，延长了待机时间。一般常用方法：①具有休眠模式的功能芯片②MOS管做电子开关③具有使能端的LDO芯片。 再次，选择具有省电模式的主控芯片。现在的主控芯片一般都具有省电模式，通过以往的经验可以知道，当主控芯片在省电模式条件下，其工作电流往往是正常工作电流的几分之一，这样可以大大增强消费类产品电池的使用时间。同时，现在一些控制芯片具有双时钟的模式，通过软件的配置使芯片在不同的使用场合使用不同的外部始终从而降低其功耗。这与始终分频器具有异曲同工之妙，不同之处想必就是BOM的价格问题。现在火爆的APPLE WATCH 就是低功耗的一个例子：全功能运行3-4小时，持续运行18小时。 主控芯片或者相关模块唤醒的方式选择。通常进过以上的步骤设计好了硬件结构，在系统需要省电，在什么时候进入省电模式，这一般在软件设计中实现，但是最主要还是需要根据产品的功能特性来决定了。当系统进入了省电模式，而系统的唤醒也需要控制。一般系统的唤醒分为自动唤醒和外部唤醒。 A、自动唤醒是使用芯片内部的定时器来计时睡眠时间，当睡眠时间达到预定时间时，自动进行唤醒。这与我们使用的看门狗或者中断有比较相近之处，不同就是其工作与否的时序。 B、外部唤醒就是芯片一直处于一种休眠状态，当有一个外部事件(主要是通过接口)来对芯片进行一个触发，则芯片会唤醒，在事件处理之后消除该触发事件而在此进入休眠状态。因此，根据系统的特性，就需要进行软件设计时，来决定如何使用睡眠及唤醒，以降低系统的功耗。 最后说说功耗的测试，功耗测试分为模块功耗和整机功耗，模块功耗需要测试休眠时功耗和工作时功耗。整机功耗分为最大负荷工作时功耗和基本功能时功耗和休眠时功耗。在前期的测试中我用直接用UI来进行测量，关于如何进行高精度低功耗产品的测量，在下篇中进一步说明。

如何为开关电源选择合适的电感

如何为开关电源选择合适的电感 电感，一直以来都有些许神秘：它可以产生磁场，把磁场和电场联系起来；电感的电流I不能突变，但电流变化率dI/dt可以突变；电感的储能与其流过的电流有关。 铁氧体和铁粉是用于开关电源电感的两种磁芯材料。应用于电源的储能电感通常制成闭环，使得整个磁场包含在电感的内部，因此磁通大小与磁芯的存储能量将表征磁芯材料的特性。 以Buck电路的输出电感为例。该电感的磁芯具有一定的直流分量，适用的材质有：（1）铁粉芯 碾磨的铁粉与其他的合金组成的精细颗粒与绝缘材料涂层构成磁粉芯。铁粉颗粒周围的绝缘颗粒构成了铁粉芯的内在分散气隙。 （2）带气隙的铁氧体磁芯 Buck电路的电感具有一定的直流分量。若不开气隙，铁氧体磁芯极其容易饱和。开气隙后，闭合磁路的磁通将快速增大。由于空气的相对磁导率为1，且磁芯材料的相对磁导率为几千以上，所以，磁芯中的大部分能量将存储在气隙磁通中。 气隙降低了磁芯的有效磁导率，整个B-H曲线会倾斜，增大了饱和时的磁场强度H，磁芯不太容易饱和。图 1为不开气隙和开气隙的B-H曲线。 图 1 电感B-H曲线 通常我们会发现，大多数采用铁氧体的电感设计，其磁芯损耗仅为电感总损耗（线圈加上磁芯损耗）的5%~10%。但是若电感采用铁粉芯，则该值会增加到20%~30%。 一、电感：磁芯的饱和 当流过电感的电流（或磁场强度）大于一定值时，电感的磁芯可能饱和。当其饱和时，其感量会减小，并接近于0。 某反激电路的限流电阻上的电压波形如图 2所示（反激变换器中变压器的初、次级可以看成一对耦合电感）。从图中可以看出流经初级电感的电流波形。当电流增大时，电感逐渐饱和，电感量减小，从而导致梯形电流的波形的斜率增大。

基于IEEE1801(UPF)标准的低功耗设计实现流程

https://www.wendangku.net/doc/938696233.html,/inform ation/snug/2009/low-power-impleme ntation-flow-based-ieee1801-upf 基于IEEE1801(UPF)标准的低功耗设计实现流程 Low-power Implementation Flow Based IEEE1801 (UPF) 郭军, 廖水清, 张剑景 华为通信技术有限公司 jguo@https://www.wendangku.net/doc/938696233.html, liaoshuiqing@https://www.wendangku.net/doc/938696233.html, zhangjianjing@https://www.wendangku.net/doc/938696233.html, Abstract Power consumption is becoming an increasingly important aspect of ASIC design. There are several different approaches that can be used to reduce power. However, it is important to use these low-power technology more effectively in IC design implementation and verification flow. In our latest low-power chip, we completed full implementation and verification flow from RTL to GDSII successfully and effectively by adopting IEEE1801 Unified Power Format (UPF). This paper will focus on UPF application in design implementation with Synopsys low power solution. It will highlight that how to describe our low-power intent using UPF and how to complete the design flow. This paper first illustrates current low-power methodology and UPF?s concept. Then, it discussed UPF application in detail. Finally, it gives our conclusion. Key words: IEEE1801, UPF, Low-Power, Shut-Down, Power Gating, Isolation, IC-Compiler 摘要

开关电源电感的选取

为开关电源选择合适的电感 电感是开关电源中常用的元件，由于它的电流、电压相位不同，所以理论上损耗为零。电感常为储能元件，也常与电容一起用在输入滤波和输出滤波电路上，用来平滑电流。电感也被称为扼流圈，特点是流过其上的电流有“很大的惯性”。换句话说，由于磁通连续特性，电感上的电流必须是连续的，否则将会产生很大的电压尖峰。 电感为磁性元件，自然有磁饱和的问题。有的应用允许电感饱和，有的应用允许电感从一定电流值开始进入饱和，也有的应用不允许电感出现饱和，这要求在具体线路中进行区分。大多数情况下，电感工作在“线性区”，此时电感值为一常数，不随着端电压与电流而变化。但是，开关电源存在一个不可忽视的问题，即电感的绕线将导致两个分布参数(或寄生参数)，一个是不可避免的绕线电阻，另一个是与绕制工艺、材料有关的分布式杂散电容。 杂散电容在低频时影响不大，但随频率的提高而渐显出来，当频率高到某个值以上时，电感也许变成电容特性了。如果将杂散电容“集”为一个电容，则从电感的等效电路可以看出在某一频率后所呈现的电容特性。 当分析电感在线路中的工作状况或者绘制电压电流波形图时，不妨考虑下面几个特点： 1. 当电感L 中有电流I 流过时，电感储存的能量为： E＝0.5×L×I2 (1) 2. 在一个开关周期中，电感电流的变化(纹波电流峰峰值)与电感两端电压的关系为： V＝(L×di)/dt (2) 由此可看出，纹波电流的大小跟电感值有关。 3. 就像电容有充、放电电流一样，电感器也有充、放电电压过程。电容上的电压与电流的积分(安·秒)成正比，电感上的电流与电压的积分(伏·秒)成正比。只要电感电压变化，电流变化率di/dt 也将变化；正向电压使电流线性上升，反向电压使电流线性下降。 计算出正确的电感值对选用合适的电感和输出电容以获得最小的输出电压纹波而言非常重要 从图1 可以看出，流过开关电源电感器的电流由交流和直流两种分量组成，因为交流分量具有较高的频率，所以它会通过输出电容流入地，产生相应的输出纹波电压dv=di×RESR。这个纹波电压应尽可能低，以免影响电源系统的正常操作，一般要求峰峰值为10mV~500mV。 纹波电流的大小同样会影响电感器和输出电容的尺寸，纹波电流一般设定为最大输出电流的10%~30%，因此对降压型电源来说，流过电感的电流峰值比电源输出电流大5%~15%。 降压型开关电源的电感选择 为降压型开关电源选择电感器时，需要确定最大输入电压、输出电压、电源开关频率、最大

大功率直流开关电源设计

大功率直流开关电源设计 前言 开关电源的发展及国外现状 随着通信用开关电源技术的广泛应用和不断深入，实际工作中人们对开关电源提出了更高的要求，提出了应用技术的高频化、硬件结构的模块化、软件控制的数字化、产品性能的绿色化、新一代电源的技术含量大大提高，使之更加可靠、稳定、高效、小型、安全。在高频化方面，为提高开关频率并克服一般的PWM和准谐振、多谐振变换器的缺点，又开发了相移脉宽调制零电压开关谐振变换器，这种电路克服了PWM方式硬开关造成的较大的开关损耗的缺点，又实现了恒频工作，克服了准谐振和多谐振变换器工作频率变化及电压、电流幅度大的缺点。采用这种工作原理，大大减小了开关管的损耗，不但提高了效率也提高了工作频率，减小了体积，更重要的是降低了变换电路对分布参数的敏感性，拓宽了开关器件的安全工作区，在一定程度上降低了对器件的要求，从而显著提高了开关电源的可靠性。 1. 开关电源主电路的设计 开关电源最重要的两部分就是主电路和控制电路。本章将根据大功率直流开关电源的要求对主电路各部分进行性能分析并计算各项参数，根据计算所得的数据结果选择各元器件，设计出各个独立模块，最后组装成开关电源的主电路。 1.1 开关电源的设计要求 在本课题研究的过程中，主要对大功率开关直流电源的工作原理、电路的拓扑结构和运行模式进行了深入研究，并结合系统的技术参数，确定系统主电路的拓扑，设计出主电路，即分别设计出滤波、整流、DC-DC变换器、软启动和保护控制等部分。下面就对电源主电路的设计进行详细说明。

1.2 主电路组成框图 根据需要设计大功率开关电源的技术要求，本文进行了方案的验证与比较，设计如图2-1所示的软开关直流开关电源的主电路框图。虚线以上是主电路，主电路主要分为输入整流滤波、逆变开关电路、逆变变压器和输出整流滤波；虚线以下为控制回路，控制回路主要包括信息检测电路、控制和保护单元、监控单元和辅助电源。 本电源采用ZVZCS- PWM 拓扑，原边加箝位二极管，三相交流输入整流后，加LC 滤波，以提高输入功率因数，主功率管选用IGBT ，控制电路采用UC3875移相控制专用集成芯片，电流电压双闭环控制。具体设计主电路如图2-2所示，包括三个部分:(1) 输入整流滤波电路；(2) 单相逆变桥；(3) 输出整流滤波电路. EMI 全桥整流滤波 高频逆变 整流滤波 辅助电源 控制和保护单元 反馈 监控单元 交流输入 集中监控单元 直流输出 图2-1 直流开关电源的主电路框图 1.2.1 输入整流滤波电路 三相交流电经电源内部EMI 滤波后，加到整流滤波模块。EMI 滤波器的作用是滤除功率管开关产生的电压电流尖峰和毛刺，减小电源内部对电网的干扰，同时又能减小其他用电设备通过电网传向电源的干扰。滤波电路采用LC 滤波，电感的作用是拓开电流导通时间，限制电流峰值，可以提高电源的输入功率因数。滤波电容采用四个电解电容，两个串联后并联使用，满足三相整流后的高压要求。电阻R1、R2是平衡串联电容上的电压，高频电容与电解电容并联使用，滤除高频谐波，弥补电解电容高频特性差的缺陷。

移相全桥大功率软开关电源的设计

移相全桥大功率软开关电源的设计 移相全桥大功率软开关电源的设计 1引言 在电镀行业里，一般要求工作电源的输出电压较低，而电流很大。电源的功率要求也比较高，一般都是几千瓦到几十千瓦。目前，如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。 本文介绍的电镀用开关电源，输出电压从0~12V、电流从0~5000A连续可调，满载输出功率为60kW.由于采用了ZVT软开关等技术，同时采用了较好 的散热结构，该电源的各项指标都满足了用户的要求，现已小批量投入生产。 2主电路的拓扑结构 鉴于如此大功率的输出，高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构，整个主电路，包括：工频三相交流电输入、二极管整流桥、EMI滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC滤波器等。 隔直电容Cb是用来平衡变压器伏秒值，防止偏磁的。考虑到效率的问题，谐振电感LS只利用了变压器本身的漏感。因为如果该电感太大，将会导致过高 的关断电压尖峰，这对开关管极为不利，同时也会增大关断损耗。另一方面，还会造成严重的占空比丢失，引起开关器件的电流峰值增高，使得系统的性能降低。 图1主电路原理图 3零电压软开关 高频全桥逆变器的控制方式为移相FB2ZVS控制方式，控制芯片采用Unitrode公司生产的UC3875N。超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关，滞后桥臂在75%以上负载范围内实现了零电压软开关。图2为滞后桥臂IGBT的驱动电压和集射极电压波形，可以看出实现了零电压开通。

开关频率选择20kHz,这样设计一方面可以减小IGBT的关断损耗，另一方面又可以兼顾高频化，使功率变压器及输出滤波环节的体积减小。 图2IGBT驱动电压和集射极电压波形图 4容性功率母排 在最初的实验样机中，滤波电容C5与IGBT模块之间的连接母排为普通的功率母排。在实验中发现IGBT上的电压及流过IGBT的电流均发生了高频震荡，图3为满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。原因是并联在IGBT模块上的突波吸收电容与功率母排的寄生电感发生了高频谐振。满载运行一小时后，功率母排的温升为38℃，电容C5的温升为24℃。 图3使用普通功率母排时变压器初级电压、电流波形 为了消除谐振及减小功率母排、滤波电容的温升，我们最终采用了容性功率母排，图4为采用容性功率母排后满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。从图中可以看出，谐振基本消除，满载运行一小时后，无感功率母排的温升为11℃，电容C5的温升为10℃。 图4使用容性功率母排后变压器初级电压和电流波形 5采用多个变压器串并联结构，使并联的输出整流二极管之间实现自动均流为了进一步减小损耗，输出整流二极管采用多只大电流（400A）、耐高电压（80V）的肖特基二极管并联使用。而且，每个变压器的次级输出采用了全波整流方式。这样，每一次导通期间只有一组二极管流过电流。同时，次级整流二极管配上了RC吸收网络，以抑止由变压器漏感和肖特基二极管本体电容引起 的寄生震荡。这些措施都最大限度地减小了电源的输出损耗，有利于效率的提高。 对于大电流输出来说，一般要把输出整流二极管并联使用。但由于肖特基二极管是负温度系数的器件，并联时一般要考虑它们之间的均流。二极管的并联方

开关电源-高频-变压器计算设计

要制造好高频变压器要注意两点： 一是每个绕组要选用多股细铜线并在一同绕,不要选用单根粗铜线,简略地说便是高频交流电只沿导线的表面走,而导线内部是不走电流的实习是越挨近导线中轴电流越弱,越挨近导线表面电流越强。选用多股细铜线并在一同绕,实习便是为了增大导线的表面积,然后更有效地运用导线。 二是高频逆变器中高频变压器最好选用分层、分段绕制法,这种绕法首要目的是削减高频漏感和降低分布电容。 1、次级绕组：初级绕组绕完，要加绕(3~5层绝缘垫衬再绕制次级绕组。这样可减小初级绕组和次级绕组之间分布电容的电容量，也增大了初级和次级之间的绝缘强度，契合绝缘耐压的需求。减小变压器初级和次级之间的电容有利于减小开关电源输出端的共模打扰。若是开关电源的次级有多路输出，而且输出之间是不共地的为了减小漏感，让功率最大的次级接近变压器的初级绕组。 若是这个次级绕组只要相对较少几匝，则为了改善耦合状况，仍是应当设法将它布满完好的一层，如能够选用多根导线并联的方法，有助于改善次级绕组的填充系数。其他次级绕组严密的绕在这个次级绕组的上面。当开关电源多路输出选用共地技能时，处置方法简略一些。次级能够选用变压器抽头方式输出，次级绕组间不需要采用绝缘阻隔，从而使变压器的绕制愈加紧凑，变压器的磁耦合得到加强，能够改善轻载时的稳压功能。 2、初级绕组：初级绕组应放在最里层，这样可使变压器初级绕组每一匝用线长度最短，从而使整个绕组的用线为最少，这有效地减小了初级绕组自身的分布电容。通常状况下，变压器的初级绕组被规划成两层以下的绕组，可使变压器的漏感为最小。初级绕组放在最里边，使初级绕组得到其他绕组的屏蔽，有助于减小变压器初级绕组和附近器材之间电磁噪声的相互耦合。初级绕组放在最里边，使初级绕组的开始端作为衔接开关电源功率晶体管的漏极或集电极驱动端，可削减变压器初级对开关电源其他有些电磁打扰的耦合。 3、偏压绕组：偏压绕组绕在初级和次级之间，仍是绕在最外层，和开关电源的调整是依据次级电压仍是初级电压进行有关。若是电压调整是依据次级来进行的则偏压绕组应放在初级和次级之间，这样有助于削减电源发生的传导打扰发射。若是电压调整是依据初级来进行的则偏压绕组应绕在变压器的最外层，这可使偏压绕组和次级绕组之间坚持最大的耦合，而与初级绕组之间的耦合减至最小。 初级偏压绕组最佳能布满完好的一层，若是偏压绕组的匝数很少，则能够采用加粗偏压绕组的线径，或许用多根导线并联绕制，改善偏压绕组的填充状况。这一改善方法实际上也改善了选用次级电压来调理电源的屏蔽才干，相同也改善了选用初级电压来调理电源时，次级绕组对偏压绕组的耦合状况。 高频变压器匝数如何计算？很多设计高频变压器的人都会有对于匝数的计算问题，那么我们应该如何来计算高频变压器的匝数，从而解决这个问题？接下来，晨飞电子就为大家介绍下匝数的计算方法：

高效率开关电源设计实例

高效率开关电源设计实例 1 0 W同步整流Buck变换器 以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸收电路 的设计主要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。 采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每一片控制IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。 10W同步整流Buck变换器 应用 此设计实例是PW履计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器（板载的10W降压 Buck变换器）。 在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。为了效率最高和体积最小，一般同步 控制器在系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。很多运行性能的微妙之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使用现成买来的IC芯片时，3/4设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的（见图20的电路图）。 设计指标 输入电压范围：DC+10- +14V 输出电压：DC+5.0V

额定输出电流：2.0A 过电流限制：3.0A 输出纹波电压：+30mV (峰峰值) 输出调整：土1% 最大工作温度：+40 C “黑箱”预估值 输出功率：+5.0V *2A=10.0W最大) 输入功率：Pout/估计效率=10.0W^0.90=11.1W 功率开关损耗(11.1W-10W) * 0 . 5=0.5W 续流二极管损耗：(1I.IW-10W) *0.5=0.5W 输入平均电流 低输入电压时11.1W / 10V=1.1IA 高输入电压时：11.1W/ 14V=0. 8A 估计峰值电流：1 . 4lout(rated)=1 . 4X 2. 0A=2. 8A 设计工作频率为300kHz。

开关电源经典设计步骤

开关电源设计步骤 步骤1 确定开关电源的基本参数 ① 交流输入电压最小值u min ② 交流输入电压最大值u max ③ 电网频率F l 开关频率f ④ 输出电压V O （V ）：已知 ⑤ 输出功率P O （W ）：已知 ⑥ 电源效率η：一般取80％ ⑦ 损耗分配系数Z ：Z 表示次级损耗与总损耗的比值，Z=0表示全部损耗发生在初级， Z=1表示发生在次级。一般取Z=0.5 步骤2 根据输出要求，选择反馈电路的类型以及反馈电压V FB 步骤3 根据u ，P O 值确定输入滤波电容C IN 、直流输入电压最小值V Imin ① 令整流桥的响应时间tc=3ms ② 根据u ，查处C IN 值 ③ 得到V imin 步骤4 根据u ，确定V OR 、V B ① 根据u 由表查出V OR 、V B 值 ② 由V B 值来选择TVS 步骤5 根据Vimin 和V OR 来确定最大占空比Dmax V OR Dmax= ×100％ V OR +V Imin －V DS(ON) ① 设定MOSFET 的导通电压V DS(ON) ② 应在u=umin 时确定Dmax 值，Dmax 随u 升高而减小 步骤6 确定初级纹波电流I R 与初级峰值电流I P 的比值K RP ，K RP =I R /I P K RP u(V) 最小值(连续模式) 最大值(不连续模式) 固定输入:100/115 0.4 1 通用输入:85~265 0.4 1 固定输入:230±35 0.6 1 确定C IN ,V Imin 值 u(V) P O (W) 比例系数(μF/W)C IN (μF) V Imin (V) 固定输入:100/115 已知 2~3 (2~3)×P O ≥90 通用输入:85~265 已知 2~3 (2~3)×P O ≥90 固定输入:230±35 已知 1 P O ≥240 u(V) 初级感应电压V OR (V)钳位二极管 反向击穿电压V B (V) 固定输入:100/115 60 90 通用输入:85~265 135 200 固定输入:230±35 135 200

ASIC低功耗设计

三、低功耗技术 1. 功耗分析 （1）由于电容的充放电引起的动态功耗 V DD C l i VDD v out 图（20）充放电转换图 如图（20）所示：PMOS 管向电容L C 充电时，电容的电压从0上升到DD V ,而这些能量来 自于电源。一部分能量消耗在PMOS 管上，而剩余的则保存在电容里。从高电压向低转换的过程中，电容放电，电容中储存的能量消耗在NMOS 管上。 我们来推导一下：考虑从低电压转换到高电压的情况，NMOS 和PMOS 不同时导通。在转换过程中电源提供的能量为C E ,而是转换后储存在电容里的能量。 ???====∞∞VDD DD L out DD L out L DD VDD VDD V C dv V C dt dt dv C V dt t i E 0 002)( ???====∞∞VDD DD L out out L out out L out VDD C V C dv v C dt v dt dv C dt v t i E 02002 )( 这两个等式说明电源提供的能量只有一半储存在电容里。另一半被PMOS 管消耗掉了。 为了计算总体能量消耗，我们不得不考虑器件的翻转。如果门每秒钟翻转10?→? f 次，那么 102 ?→?=f V C P DD L dyn 10?→?f 表示能量消耗的翻转频率。 随着数字电路集成度的提高，能量问题将成为人们关注的焦点。从以上分析看出，dyn P 跟电源电压的平方成正比，因此降低供电电压对降低功耗有非常显著的意义。 但是，降低供电电压对电路性能有一定的影响，这时我们可以考虑减小有效电容和减少翻转率。电容主要是由于晶体管的门和扩散电容引起的，因此降低由于电容的充放电引起的动态功耗方法之一是将晶体管设计得尽可能小，这种方法同样对提高电路的性能有很大的帮助。

基于UC3846大功率开关电源设计

– 20 – 2012年第11卷第2期1 引言 近年来，随着电力电子技术的迅速发展，高频开关电源 已广泛应用于计算机、通信、航空航天、工业加工等领域， 它具有电能转换效率高、体积小、重量轻、控制精度高和快 速性好等优点。基于这些优点，高频开关电源已经在很多方 面逐步取代了效率低、笨重、精度不高的传统线性电源，本 文介绍和比较了电压型PWM控制器和电流型PWM控制器的优缺 点，着重论述了电流型控制芯片UC3846在大功率全桥开关电 源中的应用，并对电路进行具体的分析。 2 电压型和电流型PWM控制器 2.1 电压型PWM控制器 目前应用广泛的PWM控制器都是采用电压模式控制的，它 只对输出电压进行采样, 采样信号Vf作为反馈信号与基准电 压Vr在误差放大器中进行比较放大，得到误差信号Ve，Ve和 锯齿波信号比较后通过PWM比较器输出一系列高频脉冲来控制 开关管的导通和截止，它的主要缺点是：响应速度慢，稳定 性差，甚至在大信号变化时会产生振荡，造成功率管损坏等 故障[1]。 图1 电压控制型的原理图2.2 电流型PWM控制器针对上述电压型控制器的缺点，最近十几年发展起来电流型控制技术。 现代建设 Modern Construction [作者简介] 吴军（1982- ），男，江苏盐城人，在读硕士，就读于郑州大学信息工程学院，主要研究方向为开关电源设计。 基于UC3846的大功率开关电源的设计 吴军 李长华 刘平 （郑州大学信息工程学院，河南 郑州 450001 ） 摘 要：本文介绍并比较了电压控制型和电流控制型PWM变换器的基本原理，设计出基于电流型控制芯片UC3846的大功率全桥开关电源的实用电路。给出了各部分相应的原理图，并进行了详细的介绍。实践表明，该电路具有良好的性能。关键词：UC3846；电压控制型；电流控制型；脉宽调制 中图分类号：TP303+.3 文献标识码：A 文章编号：1671-8089（2012）02-0020-03 Design of a High Switching Power Supply Based on UC3846 WU Jun LI Changhua LIU Ping (college of Information Engineering ,Zhengzhou university Zhengzhou 450001) Abstract: The basic principles of voltage-mode control and current-mode control PWM converters are introduced and compared .An applied circuit of a high power Full-Bridge switching power supply is designed based on the PWM IC UC3846 for current mode control.The every circuit diagram with corresponding part is provide and detailed.The experiment result shows that the circuit has better performance. Key words: UC3846; voltage-mode control; current-mode control; PWM