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电源电路设计分析实例

电源电路设计分析实例（经典分析）

众所皆知，电源电路设计，乃是在整体电路设计中最基础的必备功夫，因此，在接下来的文章中，将会针对实体电源电路设计的案例做基本的探讨。

电源device电路

※输出电压可变的基准电源电路

（特征：使用专用IC基准电源电路）

图1是分流基准（shunt regulator）IC构成的基准电源电路，本电路可以利用外置电阻Vr1与R3的设定，使输出电压在+2.5V-5V范围内变化，输出电压Vout可利用下式求得：

----------------------（1）

Vref：内部的基准电压。

图中的TL431是TI的编号，NEC的编号是μPC1093，新日本无线电的编号是NJM2380，日立的编号是HA17431，东芝的编号是TA76431。

※输出电压可变的高精度基准电源电路

（特征：高精度、电压可变）

类似REF-02C属于高精度、输出电压不可变的基准电源IC，因此设计上必需追加图2

的OP增幅IC，利用该IC的gain使输出电压变成可变，它的电压变化范围为+5-+10V。

※利用单电源制作正负电压同时站立的电源电路

（特征：正负电压同时站立）

虽然电池device的电源单元，通常是由电池构成单电源电路，不过某些情况要求电源电路具备负电源电压。

图3的电源电路可输出由单电源送出的稳定化正、负电源，一般这类型的电源电路是以正电压当作基准再产生负电压，因此负电压的站立较缓慢，不过图3的电源电路正、负电压却可以同时站立，图4中的TPS60403 IC可使输入的电压极性反转。

※40V最大输出电压的Serial Regulator

（特征：可以输出三端子Regulator IC无法提供的高电压）

虽然三端子Regulator IC的输出电压大约是24V，不过若超过该电压时电路设计上必需与IC以disk lead等组件整合。

图5的Serial Regulator最大可以输出+40V 的电压，图中D2 Zener二极管的输出电压被设定成一半左右，再用R7 VR1 R8 将输出电压分压，使该电压能与VZ2 的电压一致藉此才能决定定数。必需注意的是R7 R8 若太大的话，会引发输出电压噪声上升与波动等问题；反R7 R8之若太小的话，会有发热耗损电力之虞，因此一般以R7 R8 2-5K 比较合适。※输出电压为40-80的Serial Regulator

（特征：利用disk lead组件输出高电压）

图6是可以输出电压为40-80 的Serial Regulator，由于本电路的输出电压非常高，因此无法使用OP增幅IC。图中的VCEO是利用120V的2SC2240-GR构成误差增幅器。此外本电路还追加TR5 与Cascode增幅器，藉此改善误差增幅器的频率特性。

2SK373-Y是VDS="100V的FET"，它可以构成高耐压的定电流电源。除了FET之外还可以使用最大使用电压为100V ，定格电力为300MW ，石冢电子的定电流二极管

E-202。

※输出电压为150V的高电压Serial Regulator

（特征：设有输出短路保护电路）

如图7所示本Serial Regulator的base的共通增幅电路与OP增幅器输出端连接，因此可以输出高电压。如果输出发生短路的话，TR3 的保护电路就会动作，TR3将流入120MA 限制在范围内，此时输入电压会施加至TR2的drain与source之间，所以会有20W 左

右的损失。

※输出电压为400V 的高电压Serial Regulator

（特征：设有输出短路保护电路）

如图8所示误差增幅器的基准电位与输出电位连接，形成浮动增幅型Serial Regulator。虽然电源变压器（transistor）必需使用误差增幅器专用的绕线，不过误差增幅器是由OP 增幅器构成，因此非常适用于高电压Regulator。此外为避免输出短路时的大电力损失，因此保护电路具备倒V型特性。

※TO-220封装的非绝缘型Step Down Converter

（特征：无封装面积变大之虞，可将线性电源变成switching电源）

三端子Regulator的损失若超过3W 时，冷却片的面积会变得非常大，因此必需改用非线性而且效率极高较不易发热的switching type DC-DC Converter，不过实际上由于DC-DC Converter使用的组件数量非常多，因此有可能造成封装面积过大等问题。

如图9所示若使用与三端子Regulator同级的T0-220封装控制IC，就能获得输入电压为8-24V ，输出5V，电流为3.5A 的Step Down Converter。这种Converter最大特征是结构简单动作稳定，而且使用组件的数量非常少，因此不需刻意变更印刷电路板的pattern，或是担心封装面积变大等困扰，虽然价格稍为偏高不过Serial Regulator几乎网罗所有的规格。

本电路是由外置的二极管（diode）、电容、线圈，以及设定电压的电阻所构成，只有电容比较特殊必需使用switching电源专用低阻抗（impedance）type。

PQ1CG系列的产品几乎函盖拥所有电压、电流规格，从2.5V 低输出电压到5A以下机型一应具全而且都已经商品化。表1是TO-220封装非绝缘型Step Down Converter IC的规格一览，表中的PQ1CG3032FZ第五根脚兼具soft start与ON/OFF功能，因此使用上非常方便。

：VODJ输出电压调整端子；feedback：输出归返（return）端子VC；：位相补偿用端子

ON/OFF：standby端子；：输入端子VIN；：输出端子VOUT；NS：国家半导体。

表1 T0-220封装的DC-DC Converter控制IC的规格

※寻址Step Down Converter

（特征：IC容易取得价格低廉）

图10使用历史相当长久的Step Down Converter控制IC，它的输入电压为8-16V ，输出电压为5V 600MA。本Converter最大特点是价格低廉容易取得。图中的MC34063（On Semiconductor Co）动作频率被设为45KHZ ，因此线圈与电容器的外形可能会变大，不过只要印刷pattern设计得宜的话，上述问题对动作上尚不致构成困扰。

必须注意的是类似新日本无线的NJM2360与NJM2374A，虽然是特性相同的IC，不过结构上却不相同，只有国家半导体的LM2574N-ADJ与Sunken的SAI01是寻址Step Down Converter用IC。

※On Board电源用Step Down Converter

（特征：封装面积小，操作简易的DC-DC Converter）

图11是利用寻址控制IC构成封装面积很小的Step Down Converter，它的输入电压为6-16V ，输出电压为5V 450MA。

图中的MAX738 IC为8pin的DIP封装，输入端的积层陶瓷电容C2 必需贴近IC的lead 否则无法顺利动作。本IC的动作频率为160-170KHZ 左右，因此周边的被动组件可以使用lead type。电容的等价串联阻抗必需使用低于0.5欧的type；线圈的inductance为100UH 或是33UH。

※效率95%的超小型Step Down Converter

（特征：由5*5MM 的控制IC构成）

如图12所示超小型Step Down Converter，是由外型尺寸为5*5MM 的IC与数个外置组件构成，本电路内建两个power MOSFET属于同步整流type，它可以利用FBSEL端子的设定，使输出电压VOUT 作1.5 1.8 2.5V 三种切换。

※可输出5-10V 低噪讯DC-DC Converter

（特征：适用于电池device等模拟电路电源）

电池device的单电源，经常被要求必需能够提供OP增幅器的数个模拟电路正、电源，由于电流值相当低因此使用的组件数量相对很少。图13是输入电压为5V ，输出电压为10V 的DC-DC Converter，图中的MAX865是8 pin的μMAX封装内建CMOS charge pump 的控制IC，它只要四个外置电容就可以1.5-6V输入电源，制作两倍的正负电压，由于本电路未使用线圈，所以峰值电位（spike）的噪讯（noise）非常低。

charge pump的电容C1 C2 必需使用低等价串联阻抗，耐压超过16V 以上的电容组件，因为加大容量时可以降低波动（ripple）电压提高效率。根据规格书（datasheet）的记载MAX865内部的输出阻抗，分别是正电压端为90欧，负输出为160欧（输入为5V 时）。若流入5MA的负载电流时，正电压端会产生0.45V 的电压下降，负电压端则产生0.8V 的电压下降，要求无电压变动的电路可以采用MAX865并联连接，或是改用MAX743 type。此外V- 电路的负载电流较大时，基于保护电路等考虑，可以将shot key barrier二极管连接于V- 端子与GND 端子（第4 pin）之间。

※可输出+5-- --5V 的DC-DC Converter

（特征：可辅助正电源系统得负电源需求）

小型量测设备经常会有负电源需求，如果不需大电流容量时，可以使用charge pump的极性反转Converter。图14的DC-DC Converter可以使5V 的极性反转，同时输入–5V 50MA的电力，图中的MAX860是8 pin表面封装type控制IC；表2是表面封装type控制IC的规格一览。上述Converter的动作频率可设定成6K 50K 130K 三种形式，无小型化要求时可将VC端子与输出端连接设定成130K ，同时使用低容量的小型电容。图14的设定值为50KHZ ，输入电压范围为1.5-5V ，输出阻抗为12，最大负载电流为50。如果希望利用负载降低电压时，可将MAX860并联连接。

表2 极性反转型Step Down Converter控制IC的规格

※可使电池电压上升的Step Up Converter

（特征：电池能量100%发挥）

使用二次电池驱动的可携式电子产品，要求即使电池电压下降亦能长时间动作，因此出现可将5V 的电池电压Step Up，输出200MA 的Converter（图15）。如表3所示具备上述功能的IC种类非常多，由于这类IC大多具有shut down端子（pin），因此可用logic level 控制输出的ON/OFF。此外即使shut down输出与输入也不会连通线圈，使得输入电压（电池电压）直接被输出。要求大电流的场合（case）建议改用流入线圈的峰值电流极小，而且又是固定频率的PWM type MAX1700 IC。

表3 Step Up Converter控制IC的规格

※高电压Step Down Converter

（特征：无变压器可使100-400V 直流电压转换成15V ）

如图16所示本Step Down Converter可将100V 以上高电压转换成15V，由于本电路未使用变压器就可以获得低电压，因此使用上非常方便。设计规格如下所示：

>DC输入：100-400V 。

>DC输出：15V 200MA 。

由于控制端子的电压高达5.7V ，所以输出电压无法低于5.7V ，输出电压VOUT 可以从ZenerVZ V二极管的电压求得：VOUT="VZ"+5.7

图中的MIP0222SY与power MOSFET同样是三端子控制IC，内建有switching电源必需具备的所有功能，因此只需利用该IC就可以用简易的电路，形成高电压用Step Down Converter，值得一提的是与同等级的产品有Power Integration公司开发的TOP222Y；以外的同等级组件基本上可以从其它公司的产品型录中寻得。

为了抑制线圈L1波动（ripple）电流，因此线圈必需大于必需1MH ，在L1 流动的最大电流值则是根据IC1 的最大电流规格设定成500MA 。当IC1 为ON时输入电压会流入D1 D2 ，因此必需选用耐压超过400V的组件，此处考虑延迟（delaying）时间所以选用耐压600V 的type，若是要抑制switching损失的话，就必需使用高速、高效率、低损失的的二极管。

如上所述由于输入电压非常高，所以波动电流也很高，此处为降低输出波动电压，所以输出电容必需尽量挑选低等价串联阻抗的type。

※Memory Backup电源电路

（特征：即使系统电源OFF时，电源持续提供电力至内存）

如果PC使用简易系统的话，一旦电源OFF时的内存电力也会一并被切断，造成储存于内存（Memory）内部的数据面临全毁的厄运。

图17是电源OFF时仍旧可以维持SRAM电力的电路，当电源ON时镍氢二次电池进行充电动作，电源OFF时二次电池便自动释放电力。

由于SRAM动作时的电源电压超过4.5V 以上无法将TR1 变更成二极管，所以利用VDROP 很小的PNP晶体管（transistor）构成switch。当电源OFF时SRAM的CE2 会变成L level成为待机状态。

※World Wide输入，三频输出简易型Switching电源

（特征：利用内建Power MOSFET的单芯片控制IC获Switching电源）图18是数字、模拟混载系统用输入World Wide/三频输出，绝缘型Switching电源电路，它适用于10-45W 的device。

本电源电路主要规格如下：

>AC输入：85-264V

>DC输出1：15V 1.5A

>DC输出2：-15V 200MA

>DC输出3：5V 3A

图18 World Wide输入的Switching电源

(输入85 246V: ,DC输出1 15V 1.5A: ，DC输出2:-15V 200MA ，DC输出3:5V 3A ) 图中的MIP0224SY控制IC内建有switching电源必需具备的所有功能，此外本IC采用与Power MOSFET相同的三端子（pin）封装，动作上则属于一般电压模式（mode）fly back converter，因此内建于输出段的Power MOSFET drain耐压高达700V。

使用MIP0224SY时只需注意耐压问题，就可以轻易获得制作上非常繁琐的绝缘型Switching电路。变压器的设计是最棘手的一环，建议读者利用Power Integration公司的网页，下载设计用Excel sheet就可以轻易设计变压器。

必需注意的是绝缘距离，尤其是适用的安全规范会随着用途有很大的差异，图18的电路是根据IEC60905规范设计。

此外与市面上有许多与IC1 同等级的控制IC，例如Power Integration公司的TOP224Y 就是典型代表，若使用TOP224Y的话就可以制作180W 的fly back converter。

※输出5V 1.5A的Step Down Converter

（特征：利用免费web tool轻松设计周边组件）

图19是利用monolithic switching regulator IC LM2576T-5.0，制作可输出5V 1.5A 的Step Down Converter，该Converter非常适用于利用24V 电源驱动5V CPU主板等领域。

有关L1、C2的最适值以及D1 的峰值电流，建议读者利用National Semiconductor公司的网页，下载「WEBENCH design program」的免费tool就可以轻易计算。该网页除了组件定数之外同时还会教导有关IC与二极管的具体名称，以及温度与动作的仿真分析与pattern的设计。

必须注意的是L1 若不选择特洛伊酒桶型core无间隙type，或是类似pot core兼具磁气shield功能的组件时，强大的磁气噪讯（noise）可能会四处扩散；此外图中的C2 主要工作是频繁的充放电，因此必须使用低ESR、抗ripple的电容。

※输入World Wide，输出100W的改良型电路

（特征：AC输入电流的高频波电流低于规范值）

图20是World Wide输入的改良型电路，该电路主要功能是将输出的绝缘型Converter 整流电路，置换并符合高频波规范值。本电路的设计规格如下：

>AC输入：85 -264V

>DC输出：390V 300MA

本电路属于电流间断型，因此非常适合应用于200W 以下低输出电源等领域。由于电感（inductance）LB 的电流间断流动，因此转流二极管的逆回复损失的影响很小，其结果连带造成switching损失与辐射噪讯也随着降低。此外最大电流是输入电流峰值的二倍以上，所以成为选择LB与Power MOSFET TR1 时的主要考虑因素。

LB 在B-H curve呈巨大的minor loop，因此必需使用低铁损的ferrite core，此外core 要求很大间隙（gap），从该部位散发的磁束动乱，会造成卷线涡卷电流损失变大，所以必需使用编织线（litz wire）加以隔绝。

本电路的动作为电流模式（mode），所以内建有过电流保护单元，问题是过电压保护，尤其是与第一pin连接的输出电压分压电阻，一旦open或是短路的话，输出会立刻变成高电压，而电容则遭到破坏，因此过电压保护单元使用TA76431S IC。虽然同等级的

FA5500/FA5501（富士电机）具备完整的过电压保护对策，不过由于检测level太高，反而造成必需使用耐压超过450V 的平整电容的后果。

事实上并无与上涨IC1功能完全的同等级产品，而功能性的代替品同时也是业界标准品，分别有MC33261、FAN7527B、L6561、NJM2375等等可供选择。

※锂离子二次电池的充电电路

（特征：以USB界面为电源）

如果USB接口具备5V 500MA 的话，就能当作便利的电源使用，反之若超过500mA时，USB内部的breaker就会开始动作。

图21是利用TI的bq24010 IC，串联构成锂离子二次电池的充电电路，该电路是以USB 接口当作电源，因此系统一旦起动后电池的电压若低于4V 时，就会开始自动充电。最大充电电流I 可以利用REST 设定，为符合USB的规格，因此RSET被设定成1.68K ，I

则被设定成498MA。

最大充电保留温度与最低充电保留温度，则分别利用电阻RT1与RT2设定成60度与0度。图22是上述充电电路与USB接口连接时，锂离子二次电池实际充电的特性。

※两镍氢电池串联的充电电路

（特征：以USB界面为电源）

图23是以USB为电源的两cell镍氢电池串联的充电电路，充电时电压若低于2.5V 时，会被视为满溢充电进而停止充电。Timer会以最大充电时间160分动作，当电池达60度时

就会停止充电。

快速充电结束后会以C/32进行160分的补充电，接着再以C/64无期限持续进行pulse trickle充电。

充电器利用-△V 或是△T/△t 检测出满溢充电时，每单位电池cell的充电电压会变成1.6V左右，由于主电源为5V因此本电路若三电池cell串联充电的话，就会显得相当吃力。

图24是本电路的实测充电特性，由图可知两cell镍氢电池串联时的最大充电电压会上升至3V，由于单cell电池为1.5V所以三cell电池串联时的最大充电电高达4.5V。必须注意的是系统内若设有上述电路的话，会因系统的驱动电流与布线阻抗产生噪讯，进而造成错误检测成满充电信号，为防止这类现象发生，因此必需将signal ground（S.GND）与power

ground（G.GND）分开布线。

※小容量简易绝缘电源电路

（特征：利用Timer IC 555驱动绝缘变压器）

图25是可应用于感测（sensor）的小容量绝缘电源电路。驱动TR1的ON/OFF时间可用R1 R2 电阻调整，当R1=R2 时，理论上IC会输出50%的duty cycle矩形波，然而实际上有TR1 OFF时的延迟，因此必需作微调。

若从脉冲变压器的ET积求取TR1 的最大ON时间，就可以决定switching频率与必要的ON/OFF时间。ON的时间是由C1 与C3 决定。输出电压「H」时的充电时间t1(s)，与「L」时的放电时间t2(s)可利用下式求得：

※Flash Memory写入用电源

（特征：OFF时电源line被ground short）

图26是可以输出Flash Memory改写内容时，必要的12V直流电压的电源电路。

写入控制信号为「H」时，输出VOUT 变成0V ，写入控制信号为「L」时，输出VOUT 变成11.8V ，未写入期间为提高噪讯耐性，所以将电源线与ground短路（short），VOUT 的升降则是利用控制输入端子控制。

如果控制输入端子变成5V的话，线性regulator M5237L的电压监控（monitor）输入（第三pin）电压会超过1.5V 以上，M5237L为阻止电流的吸入会将TR1 关闭（OFF），TR2 呈ON状使VOUT 与ground短路。

如果控制输入端子为0V 时，上述第三pin的电位会变成1.26V并将电流吸入，当TR1开启（ON），TR2 关闭（OFF）时，就变成12V 。

开关电源设计报告

1开关电源主电路设计 1.1主电路拓扑结构选择由于本设计的要求为输入电压176-264 V 交流电，输出为24V 直流电,因此中间需要将输入侧的交流电转换为直流电，考虑采用两级电路。前级电路可以选用含电容滤波的单相不可控整流电路对电能进行转换，后级由隔离型全桥Buck 电路构成。总体要求是先将AC176-264V 整流滤波，然后再经过BUCK 电路稳压到24V 。考虑到变换器最大负输出功率为1000W ，因此需采用功率级较高的Buck 电路类型，且必须保证工作在CCM 工作状态下，因此综合考虑，本文采用全桥隔离型Buck 变换器。其主电路拓扑结构如下图所示：图1-1 主电路拓扑结构 1.2开关电源电路稳态分析下面将对全桥隔离型BUCK 变换器进行稳态分析，主要是推导前级输出电压g V 与后级输出电压V 之间的关系，为主电路参数的设计提供参考。将前级输出电压g V 代替前级电路，作为后级电路的输入，且后级BUCK 变换器工作在CCM 模式，BUCK 电路中的变压器可以用等效电路代替。由于全桥隔离型BUCK 变换器中变压器二次侧存在两个引出端，使得后级BUCK 电路的工作频率等同于前级二倍的工作频率，如图1-1所示。在S T 2的工作时间内，总共可分为四种开关阶段，其具体分析过程如下： 1) 当S DT t <<0时，此时1Q 、4Q 和5D 导通，其等效电路图如图1-2所示。

i () t R v i ‘ 图1-2 在S DT t <<0时等效电路 g nv v =s （1-1） v nv v g -L = （1-2） R v i i /-C = （1-3） 2) 当S S T t DT <<时，此时1Q ~4Q 全部关断，6D 和5D 导通，其等效电路图如图1-3 所示。此时前级输出g V 为0，假设磁化电流为0，则流过6D 和5D 电流相等，均为L i 2 1 。。 i () t R i ‘ 图1-3 在S S T t DT <<时等效电路 0=s v （1-4） v v -L = （1-5） R v i i /-C = （1-6） 3) 当S S T D t T ）（ +1<<时，此时2Q 、3Q 和6D 导通，其等效电路图如图1-2所示。

DCDC电源设计方案

DCDC电源设计方案 1、DC/DC电源电路简介 DC/DC电源电路又称为DC/DC转换电路，其主要功能就是进行输入输出电压转换。一般我们把输入电源电压在72V以内的电压变换过程称为DC/DC转换。常见的电源主要分为车载与通讯系列和通用工业与消费系列，前者的使用的电压一般为48V、36V、24V等，后者使用的电源电压一般在24V以下。不同应用领域规律不同，如PC中常用的是12V、5V、3.3V，模拟电路电源常用5V 15V，数字电路常用3.3V等。结合到本公司产品，这里主要总结24V以下的DC/DC电源电路常用的设计方案。 2、DC/DC转换电路分类 DC/DC转换电路主要分为以下三大类：（1）稳压管稳压电路。（2）线性(模拟）稳压电路。（3）开关型稳压电路 3、稳压管稳压电路设计方案稳压管稳压电路电路结构简单，但是带负载能力差，输出功率小，一般只为芯片提供基准电压，不做电源使用。比较常用的是并联型稳压电路，其电路简图如图(1)所示，选择稳压管时一般可按下述式子估算： (1) Uz=V out; (2)Izmax=(1.5-3)I Lmax (3)Vin=(2-3)V out 这种电路结构简单，可以抑制输入电压的扰动，但由于受到稳压管最大工作电流限制，同时输出电压又不能任意调节，因此该电路适应于输出电压不需调节，负载电流小，要求不高的场合，该电路常用作对供电电压要求不高的芯片供电。有些芯片对供电电压要求比较高，例如AD DA芯片的基准电压等，这时候可以采用常用的一些电压基准芯片如MC1403 ,REF02,TL431等。这里主要介绍TL431、REF02的应用方案。 3.1 TL431常用电路设计方案 TL431是一个有良好的热稳定性能的三端可调分流基准电压源。它的输出

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电源反馈设计速成篇之五: 设计篇 (Voltage mode, CCM) 设计的目的是为了系统稳定且有足够频率响应使系统在负载变化时得到较小的电压波动. 传统的无差运放调节器分为一类(Type 1), 二类(Type 2)和三类(Type 1), 对应其有一个, 两个和三个极点. 图1为Type 1补偿器. 其传递函数为一积分器.应用Type1补偿器时，为了系统稳定，剪切频率必须远在LC 谐振双极点之前．一般应用于对负载变化要求不高的场合． 1 111C R s G I ??= 图2为Type 2补偿器, 其传递函数为 ) /1()/1(1)(1211p z II s s s C C R G ωω++??+?=, 其中 2 12121C C C C R p +??=ω，221C R z ?=ω 图3为Type 2补偿器波特图．相比Type1多引入了一个零点和极点，零点在前极点在后因此可以提升相位，推高剪切频率提高系统响应速度．图4为Type 2补偿器系统设计波特图，黑色为主电路开环频率响应，粉红色为补偿器频率响应，蓝色为整个系统开环回路增益(Loop Gain)，虚线为运放开环增益．剪切频率可在LC 谐振双极点之后．其前提是ESR 零点在剪切频率之前靠近LC 谐振双极点，否则相位裕量不够．设计要点是放零点在LC 谐振双极点之前如0.1倍处，极点在0.5倍开关频率之前以衰减高频噪声．图5为Type 3补偿器波特图．相比Type2又多引入了一个零点和极点，零点在前极点在后因此可以提升更多相位，推高剪切频率提高系统响应速度．图6为Type 3补偿器系统设计波特图，黑色为主电路开环频率响应，粉红色为补偿器频率响应，蓝色为整个系统开环回路增益(Loop Gain)，虚线为运放开环增益．剪切频率可在LC 谐振双极点之后．设计要点是放两个零点在LC 谐振双极点之前如0.5和1倍处以抵消LC 谐振双极点，一个极点在ESR 零点处抵消ESR 零点,处另一个极点在0.5倍开关频率之前以衰减高频噪声．图1. Type 1补偿器

开关电源相关开关电容一次侧滤波高压电容计算

开关电源一次滤波大电解电容开关电源决定一次侧滤波电容，主要影响电源的性能参数为输出低频交流纹波与保持时间. 滤波电容越大，电容器上的Vin(min)越高，可以输出较大功率的电源，但相对价格也提高了。输入电解电容计算方法(举例说明)： 1.因输出电压12V 输出电流2A, 故输出功率：Pout=Vo*Io=1 2.0V*2A=24W 。 2.设定变压器的转换效率约为80%，则输出功率为24W 的电源其输入功率：Pin=Pout/效率=W W 30% 8024=. 3.因输入最小交流电压为90VAC ，则其直流输出电压为： Vin=90*2=127Vdc 故负载直流电流为：I=Vin Pin =A Vac W 236.012730= (若电源的等级要求较高时, 可考虑如下参数进行推算; 因输入最小交流电压为90VAC ，则其最低输出直流电压为： Vin(min)=90*2-30(直流纹波电压)=97Vdc ，故最大负载直流电流为：I MAX =(min)Vin Pin =A Vac W 309.09730=) 4.设计允许30V PP 的直流纹波电压V ?，并且电容要维持电压的时间为半周期t （即半周期的工频率交流电压在约是8ms ，T=f 1=60 1=0.0167S=16.7 ms ）则：C=uF V t I 9.6230 10*8*236.0*3 ==?- 62uH 在常用电容47-82uH 之间，因考虑成本问题。故实际选择电容量47uF. 5.因最大输入交流电压为264Vac ，则最高直流电压为:V=264*2=373VDC. 实际选用通用型耐压400Vdc 的电解电容,此电压等级,电容有95%的裕度. 6.电容器的承受的纹波电流值决定电容器的温升,进而决定电容器的寿命.(电容器的最大纹波电流值与其体积,材质有关.体积越大散热越好耐受纹波电流值越高)故在选用电容器要考虑实际纹波电流值＜电容器的最大纹波电流值. 7.开关源元器件温升一般较高,通常选用105℃电容器,在特殊情况无法克服温升时可选用125℃电容器. 故选用47uF,400v, 105℃电解电容器可以满足要求(在实际使用时还考虑安装机构尺寸,体种大小,散热环境好坏等)

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一、设计要求（1）输入电压：AC220±10%V （2）输出电压: 12V （3）输出功率:12W （4）开关频率: 80kHz 二、反激稳压电源的工作原理

图2-1 反激稳压电源的电路图三、反激电路主电路设计 (1)(1)Np Vdc Ton Vo Tr Nsm -=+ （3-1） 1. 反激变压器主电路工作原理反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM 模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM

模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计. 1）工作过程： S 开通后，VD 处于断态，W1绕组的电流线性增长，电感储能增加； S 关断后，W1绕组的电流被切断，变压器中的磁场能量通过W2绕组和VD 向输出端释放。反激电路的工作模式：反激电路的理想化波形 S u S i S i V D t o t o ff t t t t U i O O O O 反激电路原理图

开关电源反馈设计

第六章开关电源反馈设计除了磁元件设计以外，反馈网络设计也是开关电源了解最少、且非常麻烦的工作。它涉及到模拟电子技术、控制理论、测量和计算技术等相关问题。开关电源环路设计的目标是要在输入电压和负载变动范围内，达到要求的输出（电压或电流）精度，同时在任何情况下应稳定工作。当负载或输入电压突变时，快速响应和较小的过冲。同时能够抑制低频脉动分量和开关纹波等等。为了较好地了解反馈设计方法，首先复习模拟电路中频率特性、负反馈和运算放大器基本知识，然后以正激变换器为例，讨论反馈补偿设计基本方法。并介绍如何通过使用惠普网络分析仪HP3562A 测试开环响应，再根据测试特性设计校正网络和验证设计结果。最后对仿真作相应介绍。 6.1 频率响应在电子电路中，不可避免存在电抗（电感和电容）元件，对于不同的频率，它们的阻抗随着频率变化而变化。经过它们的电信号不仅发生幅值的变化，而且还发生相位改变。我们把电路对不同频率正弦信号的输出与输入关系称为频率响应。 6.1.1 频率响应基本概念电路的输出与输入比称为传递函数或增益。传递函数与频率的关系－即频率响应可以用下式表示 )()(f f G G ?∠= 其中G (f )表示为传递函数的模（幅值）与频率的关系，称为幅频响应；而∠?(f )表示输出信号与输入信号的相位差与频率的关系，称为相频响应。典型的对数幅频响应如图6.1所示，图6.1(a)为幅频特性，它是画在以对数频率f 为横坐标的单对数坐标上，纵轴增益用20log G (f )表示。图6.1(b)为相频特性，同样以对数频率f 为横坐标的单对数坐标上，纵轴表示相角?。两者一起称为波特图。在幅频特性上，有一个增益基本不变的频率区间，而当频率高于某一频率或低于某一频率，增益都会下降。当高频增高时，当达到增益比恒定部分低3dB 时的频率我们称为上限频率，或上限截止频率f H ，大于截止频率的区域称为高频区；在低频降低时，当达到增益比恒定部分低3dB 时的频率我们称为下限频率，或下限截止频率f L ，低于下限截止频率的区域称为低频区；在高频截止频率与低频截止频率之间称为中频区。在这个区域内增益基本不变。同时定义 L H f f BW -= （6-1）为系统的带宽。 6.1.2 基本电路的频率响应 1. 高频响应在高频区，影响系统（电路）的高频响应的电路如图6.2所示。以图6.2a 为例，输出电压与输入电压之比随频率增高而下降，同时相位随之滞后。利用复变量s 得到 R s C sC R sC s U s U s G i o +=+== 11 /1/1)()()( （6-2）对于实际频率，s =j ω＝j 2πf ，并令 BW f H 103 103 (b) 图6.1 波特图

电源反馈设计速成篇之九比较篇

电源反馈设计速成篇之九: 比较篇(Current Mode or Voltage Mode) 本文来自Dr. Ray Ridley 的“Current Mode or Voltage Mode” 电流模式的优点: 1. 易补偿电压模式在滤波器谐振频率后相位急剧下降需要Type 3补偿器稳定系统。电流模式在低频象单极点系统，因为电流环控制了电感。这增加了相位裕量使变换器更易于控制。Type 2补偿器已足够了，极大地简化了设计。图1比较了电压模式和电流模式主回路幅值和相位，显示电流模式是多么容易补偿。 2. RHP零点变换器电流模式不能消除Boost, Flyback等变换器的RHP零点。但是它能使这些变换器的补偿更容易。对电压模式来说，剪切频率要高于滤波器谐振频率，否则滤波器要产生振荡。如果变换器的剪切频率受到RHP零点的限制，剪切频率不可能高于滤波器谐振频率。对电流模式来说就不存在这一问题。 3. CCM 和DCM运行电压模式从CCM进入DCM时改变很大如图2所示。要设计一个补偿器让电压模式在CCM 和DCM下都有好的性能是不可能的。对电流模式来说跨越CCM 和DCM就不存在这一问题。在剪切频率处特性几乎一致如图3所示。在CCM 和DCM下有优化的响应是主要优点，这让主电路的运行更有效。让变换器对所有的负载，输入电压，温度，瞬间变化，其他参数变化时保持在DCM 下可能导致严重的元件应力。 4. 抗输入噪音电流的闭环给输入噪音带来了极大的衰减。对Buck, 适当的锯齿波补偿可使输入影响为零。即使电流模式电压环的中等增益也可极大衰减输入纹波。对电压模式来说，实现同样的性能要有大的多的增益才行。电流模式的缺点: 1. 电流检测需要更多的电路，或损耗来精确的检测开关电流或电感电流。对大多数隔离电源，用取样电阻或电流互感器检测开关电流。电流取样必须有足够的带宽来重建电流信号。电流互感器带宽必须比开关频率高几个数量级才能可靠工作。 2. 子谐波振荡不稳定占空比接近50%时不稳定。可用斜波补偿解决，但增加了复杂性。 3. 信噪比电流模式电源最大的问题是电流检测信号的噪音。电流检测信号往往太小，受PWM芯片限制，小于1V。直流分量大而交流分量小。如果考虑到尖峰和振荡情况将更糟。解决方案包括滤波，改变检测点，LEB（前沿封锁）。

开关电源电路组成及各部分详解

一、开关电源的电路组成开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流滤波电路组成。辅助电路有输入过欠压保护电路、输出过欠压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等。开关电源的电路组成方框图如下：二、输入电路的原理及常见电路 1、AC输入整流滤波电路原理： ①防雷电路：当有雷击，产生高压经电网导入电源时，由MOV1、MOV2、MOV3：F1、F2、F3、FDG1组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时，其阻值降低，使高压能量消耗在压敏电阻上，若电流过大，F1、F2、F3会烧毁保护后级电路。 ②输入滤波电路：C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电

源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。当电源开启瞬间，要对C5充电，由于瞬间电流大，加RT1（热敏电阻）就能有效的防止浪涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。 ③整流滤波电路：交流电压经BRG1整流后，经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5容量变小，输出的交流纹波将增大。 2、DC输入滤波电路原理： ①输入滤波电路：C1、L1、C2组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。C3、C4为安规电容，L2、L3为差模电感。 ②R1、R2、R3、Z1、C6、Q1、Z2、R4、R5、Q2、RT1、C7组成抗浪涌电路。在起机的瞬间，由于C6的存在Q2不导通，电流经RT1构成回路。当C6上的电压充至Z1的稳压值时Q2导通。如果C8漏电或后级电路短路现象，在起机的瞬间电流在RT1上产生的压降增大，Q1导通使Q2没有栅极电压不导通，RT1将会在很短的时间烧毁，以保护后级电路。三、功率变换电路 1、MOS管的工作原理：目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是MOSFET（MOS管），是利用半导体表面的电声效应进行工作的。也称为表面场效应器件。由于它的栅极处于不导电状态，所以输入电阻可以大大提高，最高可达105欧姆，MOS管是利用栅源电压的大小，来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小。 2、常见的原理图：

开关电源设计技巧连载十六：推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容参数的计算

开关电源设计技巧连载十六：推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容参数的计算 1-8-1-3．推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容参数的计算图1-33中，储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算，与图1-2的串联式开关电源中储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算方法很相似。根据图1-33和图1-34，我们把整流输出电压uo和LC滤波电路的电压uc、电流iL画出如图1-35，以便用来计算推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容的参数。图1-35-a）是整流输出电压uo的波形图。实线表示控制开关K1接通时，推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组输出电压经整流后的波形；虚线表示控制开关K2接通时，推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组输出电压经整流后的波形。Up表示整流输出峰值电压（正激输出电压），Up-表示整流输出最低电压（反激输出电压），Ua表示整流输出电压的平均值。图1-35-b）是滤波电容器两端电压的波形图，或滤波电路输出电压的波形图。Uo表示输出电压，或滤波电容器两端电压的平均值；ΔUc表示电容充电电压增量，2ΔUc等于输出电压纹波。

1-8-1-3-1．推挽式变压器开关电源储能滤波电感参数的计算在图1-33中，当控制开关K1接通时，输入电压Ui通过控制开关K1加到开关变压器线圈N1绕组的两端，在控制开关K1接通Ton期间，开关变压器线圈N3绕组输出一个幅度为Up（半波平均值）的正激电压uo，然后加到储能滤波电感L 和储能滤波电容C组成的滤波电路上，在此期间储能滤波电感L两端的电压eL 为：式中：Ui为输入电压，Uo为直流输出电压，即：Uo为滤波电容两端电压uc的平均值。在此顺便说明：由于电容两端的电压变化增量ΔU相对于输出电压Uo来说非常小，为了简单，我们这里把Uo当成常量来处理。对（1-136）式进行积分得：

开关电源课程设计

目录前言 (1) 第一章开关电源技术课程设计任务书 (2) 第二章主电路原理设计 (7) 第三章开关变压器设计 (9) 第四章主要元器件的选型 (16) 第五章电路仿真及结果 (23) 总结参考文献附表一附表二

前言电源装置是电力电子技术应用的一个重要领域，其中高频开关式直流稳压电源由于具有效率高、体积小和重量轻等突出优点，获得了广泛的应用。开关电源的控制电路可以分为电压控制型和电流控制型，前者是一个单闭环电压控制系统，系统响应慢，很难达到较高的线形调整率精度，后者，较电压控制型有不可比拟的优点。 UC3842是由Unitrode公司开发的新型控制器件，是国内应用比较广泛的一种电流控制型脉宽调制器。所谓电流型脉宽调制器是按反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环、电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是比较理想的新型的控制器闭。

第一章开关电源技术课程设计任务书一、课程设计的目的通过开关电源技术的课程设计达到以下几个目的： 1、培养学生文献检索的能力，特别是如何利用Internet检索需要的文献资料。 2、培养学生综合分析问题、发现问题和解决问题的能力。 3、培养学生运用知识的能力和工程设计的能力。 4、培养学生运用仿真工具的能力和方法。 5、提高学生课程设计报告撰写水平。二、课程设计的要求一、题目题目：反激型开关电源电路设计注意事项： ①学生也可以选择规定题目方向外的其它开关电源电路设计。 ②通过图书馆和Internet广泛检索和阅读自己要设计的题目方向的文献资料，确定适应自己的课程设计方案。首先要明确自己课程设计的设计内容。设计装置（或电路）的主要技术数据

开关电源课程实践报告

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电源开关课程实践设计报告降压斩波电路设计姓名：张金涛学号： 121104133 指导教师：许树玲成绩：日期： 2014.10.25

课程设计任务书学生姓名：专业：自动化指导教师：许树玲工作单位：物电学院题目：一、初始条件：可用元器件：电容、整流管或整流桥、功率开关管、电力二极管、隔离变压器电阻、滤波电感等。可用仪器：示波器、电压表、电流表。二、要求完成的主要任务：（1）设计任务根据技术要求和已知条件，完成无输入变压器整流、电容滤波DC-DC变换器电路的设计。（2）设计要求 1、要求设计一个工频、单相、无变压器输入，整流桥整流、纯电容滤波，DC-DC 变换器电路，设输出电压U O=50V,输出电流1—10A，输入电压有10%的波动，输出纹波电压要求低于0.1V，假设所用器件均无能量损耗。 2、选择电路方案，完成对确定方案电路的设计。计算电路元件参数，并画出总体电路原理图，阐述基本原理并进行软件仿真。 3、按规定格式写出课程设计报告。三、时间安排： 1、2014年9月28日，集中布置课程设计任务、选题； 2、2014年9月29--10月11日，完成资料查询、设计和仿真； 3、2014年10月11---25日，撰写课程设计报告。指导教师：许树玲 2014-9-28

一、原理图二、原理图分析及元件参数计算 1、根据题目要求，电源电压有10%的波动，设电容C1两端电压为Uin ，则: V U in 4.2901.1*220*2.1max == 6.2379.0*220*2.1min ==in U 2、占空比D 由公式in o V V D = 得： 172.04.29050max min ===in o V V D

电脑开关电源原理及电路图

2.1、输入整流滤波电路只要有交流电AC220V输入，ATX开关电源，无论是否开启，其辅助电源就一直在工作，直接为开关电源控制电路提供工作电压。图1中，交流电AC220V经过保险管FUSE、电源互感滤波器L0，经BD1—BD4整流、C5和C6滤波，输出300V左右直流脉动电压。C1为尖峰吸收电容，防止交流电突变瞬间对电路造成不良影响。TH1为负温度系数热敏电阻，起过流保护和防雷击的作用。L0、R1和C2组成Π型滤波器，滤除市电电网中的高频干扰。C3和C4为高频辐射吸收电容，防止交流电窜入后级直流电路造成高频辐射干扰。 2.2、高压尖峰吸收电路 D18、R004和C01组成高压尖峰吸收电路。当开关管Q03截止后，T3将产生一个很大的反极性尖峰电压，其峰值幅度超过Q03的C极电压很多倍，此尖峰电压的功率经D18储存于C01中，然后在电阻R004上消耗掉，从而降低了Q03的C极尖峰电压，使Q03免遭损坏。 2.3、辅助电源电路整流器输出的300V左右直流脉动电压，一路经T3开关变压器的初级①~②绕组送往辅助电源开关管Q03的c极，另一路经启动电阻R002给Q03的b极提供正向偏置电压和启动电流，使Q03开始导通。Ic流经T3初级①~②绕组，使T3③~④反馈绕组产生感应电动势(上正下负)，通过正反馈支路C02、D8、R06送往Q03的b极，使Q03迅速饱和导通，Q03上的Ic电流增至最大，即电流变化率为零，此时D7导通，通过电阻R05送出一个比较电压至IC3（光电耦合器Q817）的③脚，同时T3次级绕组产生的感应电动势经D50整流滤波后一路经R01限流后送至IC3的①脚，另一路经R02送至IC4（精密稳压电路TL431），由于Q03饱和导通时次级绕组产生的感应电动势比较平滑、稳定，经IC4的K端输出至IC3的②脚电压变化率几乎为零，使IC3发光二极管流过的电流几乎为零，此时光敏三极管截止，从而导致Q1截止。反馈电流通过R06、R003、Q03的b、e极等效电阻对电容C02充电，随着C02充电电压增加，流经Q03的b极电流逐渐减小，使③~④反馈绕组上的感应电动势

开关电源中X电容和Y电容设计规则

开关电源中X电容和Y电容设计规则开关电源的X电容设计准则：参考AD1118X电容放置原则： 1.共模扼流圈前：105/275VA CMKP/X2 2.共模扼流圈后：474/275VA CMKP/X2 参考MWSP200-12X电容放置原则： 1.共模扼流圈前：1uF/275VA CMKP/X2 2.共模扼流圈后：0.33uF/275VA CMKP/X2 参考MWS145-12X电容放置原则： 1.共模扼流圈前：0.22uF/MKP-X2-250VA C/275VA CGS-L 2.共模扼流圈后：0.1uF/MKP-X2-250VA C/275VA CGS-L 一般两级X电容，前一级用0.47uF第二级用0.1uF;单级则用0.47uF.目前还没有比较方便的计算方法。电容容量的大小和电源的功率无直接关系）开关电源的Y电容设计准则：大地=PGNDorCHGND 参考AD1118Y电容放置原则： 1.市电输入L/N线对大地：2颗472/250VY2 2.市电经过一级共模扼流圈后的两线对大地：2颗472/250V 3.整流桥输出的低压端(变压器初级低压端）对大地：1颗222/250V 4.6组低压直流输出88V1对大地：各1颗103/1KVY1 5.6组低压输出辅助电源AGND变压器次级低压端）对大地：共用1颗103/1KVY1 6.变压器初级低压端对变压器次级低压端：共用1颗103/1kVY1

参考AD1043设计： 1.市电输入L/N线对大地：2颗222/250VY2 2.市电经过1级共模扼流圈后的两线对大地：2颗472/250VY2 参考康殊电子的设计： 1.市电输入L/N线对大地：2颗102/250VY2 2.市电经过2级共模扼流圈后的两线对大地：2颗102/250VY2 3.整流桥输出的低压端(变压器初级低压端无线数传模块）对大地：1颗332/250VY2 4.12V低压直流输出对大地：1颗223/1KVDISCY1 5.变压器初级低压端对变压器次级低压端：222/250VY1 参考MWS-145-12设计： 1.市电经过1级共模扼流圈后的两线对大地：2颗222/2kVY1 2.整流桥输出的低压端(变压器初级低压端）对大地：1颗222/2kVY1 3.12V低压直流输出GND对大地：1颗103/1KVY1 参考MWS-200-12设计： 1.市电输入L/N线对大地：2颗472/250VY2未上） 2.市电经过1级共模扼流圈后的两线对大地：2颗472/250VY2 2.整流桥输出的低压端(变压器初级低压端）对大地：1颗222/250VY2 3.PFC输出高压端对变压器初级地：1颗103/2kVY1 4.12V低压直流输出对大地：1颗103/1KVY1 5.12V低压直流输出GND对大地：1颗203/1KVY1 根据上述说明，Y电容设计规则如下：可适当选择) 1.市电输入L/N线对大地：2颗222/250VY2

简易开关电源设计报告

四川教育学院应用电子设计报告课程名称：Protel99 电路设计系部：物理与电子技术系专业班级：应用电子技术0901 学生姓名：x x x 学号：指导教师：完成时间：

开关电源电路设计报告一. 设计要求：直流稳定电源主要包括线性稳定电源和开关型稳定电源，由于开关稳压电源的优点是体积小，重量轻，稳定可靠，适用性强，故选择设计可调开关稳压电源，其具体设计要求如下：（1）．所选元器件和电路必须达到在一定范围内输出电压连续可调，输出电压U0=+6V —— +9V连续可调，输出额定电流为500mA；（2）．输出电压应能够适应所带负载的启动性能,且输出电压短路时，对各元器件不会产生影响；（3）．电路还必须简单可靠，有过流保护电路，能够输出足够大的电流。二.方案选择及电路的工作原理方案一：首先用一个桥式整流电路将输入的交流电压变成直流电压，然后经过电容滤波，然后在经过一个NPN型三级管Q1调整管，最后整过电路形成一个通路，达到最终的效果。方案二：开关电源同其它电子装置一样，短路是最严重的故障，短路保护是否可靠，是影响开关电源可靠性的重要因素。IGBT（绝缘栅双极型晶体管）兼有场效

应晶体管输入阻抗高、驱动功率小和双极型晶体管电压、电流容量大及管压降低的特点，是目前中、大功率开关电源最普遍使用的电力电子开关器件[6]。IGBT能够承受的短路时间取决于它的饱和压降和短路电流的大小，一般仅为几μs至几十μs。短路电流过大不仅使短路承受时间缩短，而且使关断时电流下降率过大，由于漏感及引线电感的存在，导致IGBT集电极过电压，该过电压可使IGBT锁定失效，同时高的过电压会使IGBT击穿。因此，当出现短路过流时，必须采取有效的保护措施。为了实现IGBT的短路保护，则必须进行过流检测。适用IGBT过流检测的方法，通常是采用霍尔电流传感器直接检测IGBT的电流Ic，然后与设定的阈值比较，用比较器的输出去控制驱动信号的关断；或者采用间接电压法，检测过流时IGBT的电压降Vce，因为管压降含有短路电流信息，过流时Vce增大，且基本上为线性关系，检测过流时的Vce并与设定的阈值进行比较，比较器的输出控制驱动电路的关断。在短路电流出现时，为了避免关断电流的过大形成过电压，导致IGBT 锁定无效和损坏，以及为了降低电磁干扰，通常采用软降栅压和软关断综合保护技术。在设计降栅压保护电路时，要正确选择降栅压幅度和速度，如果降栅压幅度大（比如7.5V），降栅压速度不要太快，一般可采用2μs下降时间的软降栅压，由于降栅压幅度大，集电极电流已经较小，在故障状态封锁栅极可快些，不必采用软关断；如果降栅压幅度较小（比如5V以下），降栅速度可快些，而封锁栅压的速度必须慢，即采用软关断，以避免过电压发生。为了使电源在短路故障状态不中断工作，又能避免在原工作频率下连续进行短路保护产生热积累而造成IGBT损坏，采用降栅压保护即可不必在一次短路保护立即封锁电路，而使工作频率降低（比如1Hz左右），形成间歇“打嗝”的保护方法，故障消除后即恢复正常工作。下面是几种IGBT短路保护的实用电路及工作原理。利用IGBT的Vce设计过流保护电路

反激式开关电源课程设计报告

目录第一章课程设计的目的 2 第二章课程设计的要求 2 第三章主电路原理 4 第四章变压器的设计9 第五章器件选型15 第六章仿真及结果20 总电路图28 心得体会29 参考文献30

第一章、课程设计的目的通过开关电源技术的课程设计达到以下几个目的： 1、培养学生文献检索的能力，特别是如何利用Internet检索需要的文献资料。 2、培养学生综合分析问题、发现问题和解决问题的能力。 3、培养学生运用知识的能力和工程设计的能力。 4、培养学生运用仿真工具的能力和方法。 5、提高学生课程设计报告撰写水平。第二章、课程设计的要求 1. 题目题目：反激型开关电源电路设计注意事项： ①学生也可以选择规定题目方向外的其它开关电源电路设计。 ②通过图书馆和Internet广泛检索和阅读自己要设计的题目方向的文献资料，确定适应自己的课程设计方案。首先要明确自己课程设计的设计内容。开关稳压电源基本原理框图

主要技术数据 1、交流输入电压AC95~270V； 2、直流输出5V，1A； 3、输出纹波电压≤0.2V； 4、输入电压在95~270V之间变化时，输出电压误差≤0.03V；设计内容：开关电源主电路的设计和参数选择 IGBT电流、电压额定的选择开关电源驱动电路的设计开关变压器设计画出完整的主电路原理图和控制电路原理图电路仿真分析和仿真结果 2.在整个设计中要注意培养灵活运用所学的电力电子技术知识和创造性的思维方式以及创造能力要求具体电路方案的选择必须有论证说明，要说明其有哪些特点。主电路具体电路元器件的选择应有计算和说明。课程设计从确定方案到整个系统的设计，必须在检索、阅读及分析研究大量的相关文献的基础上，经过剖析、提炼，设计出所要求的电路（或装置）。课程设计中要不断提出问题，并给出这些问题的解决方法和自己的研究体会。设计报告最后给出设计中所查阅的参考文献最少不能少于5篇，且文中有引用说明，否则也不能得优）。 3.在整个设计中要注意培养独立分析和独立解决问题的能力

最详细的开关电源反馈回路设计

最详细的开关电源反馈回路设计 Prepared on 22 November 2020

开关电源反馈回路设计开关电源反馈回路主要由光耦（如PC817）、电压精密可调并联稳压器（如TL431）等器件组成。要研究如何设计反馈回路，首先先要了解这两个最主要元器件的基本参数。 1、光耦 PC817的基本参数如下表： 2、可调并联稳压器由TL431的等效电路图可以看到，Uref是一个内部的基准源，接在运放的反相输入端。由运放的特性可知，只有当REF端（同相端）的电压非常接近Uref（）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的微小变化，通过三极管VT的电流将从1到100mA变化。当然，该图绝不是TL431的实际内部结构，所以不能简单地用这种组合来代替它。但如果在设计、分析应用TL431的电路时，这个模块图对开启思路，理解电路都是很有帮助的。前面提到TL431的内部含有一个的基准电压，所以当在REF端引入输出反馈时，器件可以通过从阴极到阳极很宽范围的分流，控制输出电压。如图2所示的电路，当R1和R2的阻值确定时，两者对Vo的分压引入反馈，若Vo增大，反馈量增大，TL431的分流也就增加，从而又导致Vo下降。显见，这个深度的负反馈电路必然在Uref等于基准电压处稳定，此时Vo=(1+R1/R2)Vref。图2 选择不同的R1和R2的值可以得到从到36V范围内的任意电压输出，特别地，当R1=R2时，Vo=5V。需要注意的是，在选择电阻时必须保证TL431工作的必要条件，就是通过阴极的电流要大于1mA。了解了TL431和PC817的基本参数后，来看实际电路：图3 反馈回路主要关注R6、R8、R13、R14、C8这几个器件的取值。首先来看R13。R13、R14是TL431的分压电阻，首先应先确定R13的值，再根据Vo=(1+R14/R13)Vref公式来计算R14的值。 1.确定R13.、R14取值

电源反馈设计速成篇之八建模篇(Peak Current Mode)

电源反馈设计速成篇之八: 建模篇(Peak Current Mode) 图1为Peak Current Mode 等效小信号模型. Vg为输入电压, Vo为输出电压, io 为输出电流, iL 为电感电流, d为占空比, Vc为反馈控制电压. Gvg为Vg到Vo的传递函数, Gvd为d 到Vo的传递函数, Gig, Gio, Gid分别为Vg, io, d到iL的传递函数, Zo为开环输出阻抗, Fm为等效调制比(Voltage Mode就是三角波幅度倒数, Current Mode是电压和电流的综合),Kf和Kr是考虑了Vg和Vo的扰动影响, 其值很小, 一般忽略没有大的影响. Hv是电压反馈环, Hi是电流采样系数, 负号表示负反馈. 如果是采样电阻的CIC(Current Injection Control)法, Hi就是采样电阻,如果是电感电压的SCM(Standard Current Mode)法, Hi要根据具体电路求得. Current Mode的精髓是要知道电感的di/dt. Gvg, Gvd, Zo, Gig, Gid, Gio这些传递函数都可以由Voltage Mode得到. 不再赘述. 图1. Peak Current Mode等效小信号模型

He 是等效采样保持传递函数 1)(??=?s T s s e e T s s H Ts 为开关周期. 如下表: : Ri 为电流取样电阻, 即Hi. 可以证明, 不论Ri 去多大, 电流内环都一样, 因为Fm 可以和Ri 对消．一般Ri 由功耗等决定．定义 s e n s n c m T S S T S m F )(1 1+== , n e c S S m +=1 Ts 为开关周期, Se 为外加斜坡补偿三角波幅值, Sn 为电感电流采样等效三角波幅值. mc 为衡量斜坡补偿效果系数, mc=1即Se=0, 为纯电流控制，mc>>1既外加斜坡补偿>>电感电流采样等效三角波幅值, 退化为Voltage Mode.一般mc=1.5-2. Hv 为设计参数，一般用Type2补偿，零点决定响应快慢，极点补偿ESR 零点，ＲＨＰ零点，或1/2开关频率，三者取其低的值. 以上为CCM Mode, 如果为DCM mode, 则开环参数为DCM mode 下的各个参数, 如下表:

开关电源始终无电压输出的解决办法

开关电源始终无输出的故障检修技巧 1、开关电源始终无电压输出的原因这种情况是由于开关电源未产生振荡所致，进一步证明的方法是；测开关电源整流滤波电容关机后的电压，若为300V之后缓慢下降，则说明开关电源确未产生振荡。开关电源未产生振荡的原因有： 1）．开关管集电极未得到足够的工作电压。 2）．开关管基极未得到启动电压。 3）．开关管正反馈电路元件失效。: 2、检修方法与步骤 1）．测开关管集电极电压为0或低于市电1．4倍，检查交流220V输入电路及整流滤波电路，若集电极电压正常，则检查开关管b极电压 2）．测开关管b极电压或者在关机瞬间，用指针万用表R x 1欧挡，黑笔接b极，红笔接整流滤波电容负极(热地)，听电源有启动声音，说明电源振荡电路正常，仅缺乏启动电压，是启动电阻开路或铜皮断。若无启动声，在测be结后，迅速将表转到电压档，测c极电压是否快速泄放。若是，说明开关管及其放电回路均正常，正反馈电路存在故障，包括反馈电阻、电容、续流二极管、正反馈绕组及其开关管故障。若c极电压仍不泄放，说明开关管及其回路有开路故障或b极有短路接地故障二、开关电源瞬间有电压输出的故障检修技巧 1、瞬间有电压输出故障原因开关电源在加电的初始产生了振荡，但后来由于过压过流保护引起停振，或开关机接口电路加电初为开机状态，但随着CPU清零的结束而转入待机状态。其原因有： 1）．开关电源因故造成输出电压过高而引起保护停振。 2）．负载过流而引起过流保护动作。 3）．保护电路本身误动作。 4）．遥控系统因故障而执行待机指令。其中2、3、4项适用于带有副电源的机器。 2．故障判断的方法与检修步骤 1）．假负载法：脱开行负载，在B+输出端接上假负载，监测B+电压(应先将电压表接到位，开机后即关机)。如果高于正常值十几伏以上，可判断故障是由开关电源输出过压，并击穿行输出管所致，或电源本身的保护电路动作关断电源。应对控制开关电源输出电压的脉宽调制电路和振荡定时电容进行检查(后面将专门讲述)。若开关电源B+正常，则变换负载或改变市电压观察B+是否稳定输出，对于直接取样电源可空载，以便更好地判断开关电源的稳定性能，若确认其良好，则故障系负载过流或保护电路动作所引起。