开关电源钳位电路笔记

RCD钳位电路的作用
由于变压器漏感的存在，反激变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压，使得开关管承受较高的电压应力，甚至可能导致开关管损坏。因此，为确保反激变换器安全可靠工作，必须引入钳位电路吸收漏感能量。
图1为实际变压器的等效电路,励磁电感同理想变压器并联,漏感同励磁电感串联。励磁电感能量可通过理想变压器耦合到副边,而漏感因为不耦合,能量不能传递到副边,如果不采取措施,漏感将通 过寄生电容释放能量,引起电路电压过冲和振荡,影响电路工作性能,还会引起EMI问题,严重时会烧毁器件,为抑制其影响,可在变压器初级并联无源RCD钳位电路,其拓扑如图2所示。

关于RCD钳位电路的分析




反激变换器RCD 钳位电路的能量转移过程可分成5 阶段，详细分析如下：
1）t0-t1阶段。开关管T1导通，二极管D1、D2因反偏而截止，钳位电容C1通过电阻R1释放能量，电容两端电压UC下降；同时，输入电压Ui加在变压器原边电感LP两端，原边电感电流ip线性上升，其储能随着增加，直到t1时刻，开关管T1关断，ip增加到最大值。此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(a)所示。
2）t1-t2阶段。从t1时刻开始，开关管进入关断过程，流过开关管的电流id 开始减小并快速下降到零；同时，此阶段二极管D2仍未导通，而流过变压器原边的电流IP首先给漏源寄生电容Cds恒流充电(因LP很大)，UDS快速上升(寄生电容Cds较小)，变压器原边电感储存能量的很小一部份转移到Cds；直到t2时刻，UDS 上升到Ui+Uf(Uf为变压器副边向原边的反馈电压)。此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(b)所示，钳位电容C1继续通过电阻R1释放能量。
3）t2-t3阶段。t2时刻，UDS上升到Ui+Uf后，D2开始导通，变压器原边的能量耦合到副边，并开始向负载传输能量。由于变换器为稳压输出，则由变压器副边反馈到原边的电压Uf=n(Uo+UD)(Uo为输出电压，UD为二极管D2导通压降，n为变压器的变比)可等效为一个电压源。但由于变压器不可避免存在漏感，因此，变压器原边可等效为一电压源Uf和漏感Llk串联，继续向Cds充电。直到t3时刻，UDS上升到Ui+UCV(UCV的意义如图1(b)所示)，此阶段结束。此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(c)所示，钳位电容C1依然通过电阻R1释放能量。由于t1-t3阶段持续时间很短，可以认为该阶段变压器原边峰值电流IP对电容Cds恒流充电。
4）t3-t4阶段。t3时刻，UDS 上升到Ui+UCV，D1开始导通，等效的反馈电压源Uf与变压器漏感串联开始向钳位电容C1充电，因此漏源电压继续缓慢上升(由于C1的容量通常比Cds大很多)，流过回路的电流开始下降，一直到t4时

刻，变压器原边漏感电流ip下降到0，二极管D1关断，开关管漏源电压上升到最大值Ui+UCP(UCP的意义如图1(b)所示)。此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(d)所示。
5）t4-t5阶段。t4时刻，二极管D1已关断，但由于开关管漏源寄生电容Cds的电压UDS=Ui+UCP>Ui，将有一反向电压加在变压器原边两端，因此，Cds与变压器原边励磁电感Ls及其漏感Llk开始谐振，其能量转移等效电路如图2(e)所示。谐振期间，开关管的漏源电压UDS逐渐下降，储存于Cds中的能量的一部份将转移到副边，另一部分能量返回输入电源，直到t5时刻谐振结束时，漏源电压UDS稳定在Ui+Uf。由于此阶段二极管D1关断，钳位电容C1通过电阻R1放电，其电压UC将下降。结合图1和图2进行分析可知：如果反馈电压大于钳位电容电压，则在整个开关关断期间，回馈电压一直在向RCD钳位电路提供能量，而该能量最终将被电阻R1消耗，因而将产生巨大的损耗。

以上是网上能搜索到的比较全面的RCD钳位电路过程分析，
上面的分析的几个重要的信息：
（1）Ui是整流后的输入电压，Uf是放射电压，Ucv是钳位电压的最小值，Ucp是钳位电压的最大值；
（2）t0-t1阶段，是开关管T1导通阶段；t1-t6阶段，是开关管T1关断阶段，此阶段又分为四个阶段；t1-t2阶段，UDS上升，二极管D2仍未导通；到t2时刻，UDS上升到Ui+Uf，D2开始导通；到t3时刻，UDS 上升到Ui+UCV，D1开始导通；t4时刻，二极管D1已关断。













关于RCD钳位电路的计算
RCD钳位电路在吸收漏感能量的时候，同时也会吸收变压器中的一部分储能，所以RCD钳位电路参数的选择，以及能耗到底为多少，想要确定这些情况会变得比较复杂。

上图是比较直观的Uds的电压曲线，

Vin max是电源的最大输入电压（整流后）；VRO是放射电压；Vsn是钳位电压；BVdss表示MOS管的最大耐压；
1. 钳位电压Vsn是电容C两端的电压，与选用MOS的BVdss及最高输入电压以及降额系数有关，一般在最高输入电压Vin max下考虑0.9的降额
2.然后算反射电压VRO，根据VRO=(VOUT+VD)/(NS/NP)
式中VOUT为输出电压 VD为二极管管压降 NS为次级匝数 NP为初级匝数

此部分还没搞懂，所以没写上去。














对标准三相表中的开关电源的控制芯片介绍
标准三相表的开关电源的PWM控制芯片是TOP254PN。
其脉冲宽度调制器的控制方式描述如下：采用了四种控制模式。在最大负载时，调制器在全频率模式下运行；随着负载的减小，调制器自动的调整，首先到可变频率的PWM模式，然后到低频率PWM模式。在轻负载下，开关控制操作从PWM控制进入多循环（周期）调制控制，即调制器在多循环调制模式

。占空比随着不同阶段，会有相应的变化。具体如下图：


我们使用的最大频率是66KHZ，所以全频率模式时工作于66KHZ；低频率模式是30KHZ。

下星期准备对TOP254PN英文芯片资料主要部分进行翻译。



实验测试
在看了以上资料的基础上，进行了一些相对应的实验，并对其进行分析：


图1、图2和图3
图1，图2和图3，工作条件：交流电压输入100V，主回路负载是700mA；紫色的曲线是MOS管D端的一个周期的电压值，青色的曲线是变压器初级线圈流过MOS管D端的电流，蓝色的曲线是RCD钳位电路中电容两端的电压值，此处体现钳位电压的变化值。
从上图可知，
1．一个周期时间是15us，即开关管频率66.6KHZ，开关管导通时间9.6us，即占空比是64%，根据工作频率和占空比，得到此时控制芯片处于全频率控制状态；
2．反射电压加输入整流电压是192v，钳位电压变化值为17.6v，尖峰电压为295v。输入的交流电压为100v，经整流桥整流的直流电压为141.4v；反射电压VRO=(VOUT+VD)/(NS/NP)，初级端电压为12.2v，二极管压降为0.7 v，原边和副边匝数比为120:14，得反射电压为111v。按理反射电压加输入电压为250v，此处有疑惑之处？需要验证（计算问题？截图问题？输入电压计算问题？）。
3. 从电流曲线可知，当开关电源导通时，电流不是从0开始增加，说明此时CCM连续工作模式。即在下个周期开始时，之前的感应线圈能量未完全释放完。


图4和图5
图4和图5，工作条件：工作条件：交流电压输入100V，主回路负载是450mA；各曲线与上等同。
从上图及比较上一个负载可知，
1．一个周期时间是30.5us，即开关管频率32.8KHZ，开关管导通时间12us，即占空比是39.3%，根据工作频率和占空比，得到此时控制芯片处于可变频率的PWM模式；
2．反射电压加输入整流电压是230v，钳位电压变化为17.6v，尖峰电压为295v。
3. 从电流曲线可知，当开关电源导通时，电是从0开始增加，说明此时DCM连续工作模式。即在下个周期开始时，之前的感应线圈能量已完全释放完。

图6
工作条件：交流电压输入220V，主回路加了10欧的电阻；曲线是MOS管D端的一个周期的电压值。
由图得：
1．一个周期时间是17.56us，即开关管频率56.9KHZ，开关管导通时间4.36us，即占空比是占空比24.4%，根据工作频率和占空比，得到此时控制芯片处于可变频率的PWM模式；
2．反射电压加输入整流电压是430v，。输入的交流电压为220v，经整流桥整流的直流电压为310v；反射电压VRO=(VOUT+VD)/(NS/NP)，初级端电压为12.2v，二极管压降为0.7 v，原边和副边匝数比为120:14，得反射电压为111v。基本符合公式。

图7
蓝色曲线为钳位电压


没总结完全。