针对ISL6752、ISL6753 ZVS 全桥控制器的设计

` 针对ISL6752、ISL6753 ZVS全桥控制器的设计应用笔记 2006年8月15日 AN1262.0

前言

ZVS（零电压开关）全桥拓扑已经出现多年，并且已成为业界主流。这种结构的主要缺点就是需要一个附加的特定波形发生器来生成正确的栅极驱动信号。使用Intersil公司的ISL6752和ISL6753等器件，就可以克服上述缺点。使用这些器件，不仅可以使设计人员简化ZVS全桥控制器的设计，还可以带来额外的好处。

适用范围

本文提供了在使用ISL6752和ISL6753等器件设计ZVS全桥结构时的一些有用信息和技巧，这些技巧包括设置谐振时间和同步整流器时序。更多有用信息，请参阅应用笔记AN1002和AN1246。

谐振时间和能量

对ZVS全桥结构进行的关键操作之一就是基于谐振时间要求来设置打开下MOSFET管的延时。这个操作可以通过调节该IC上的RESDEL管脚上的电压来实现。在初始时刻，在变换器上电之前，将RESDEL管脚上的电压设置为1.8V，这样就在上MOSFET管关断与下MOSFET管打开之间设置了较大的延时。推荐在这个过程中，禁用同步整流器。禁用的方法，参见第三页的“同步整流器”一节。

上述调整步骤完成后，缓慢增加ZVS全桥的供电电压，保持负载处于最小的电流状态。同时监测上MOSFET管的栅－源压降和对角位置的下MOSFET的栅－源、漏－源压降。图1 给出了ZVS全桥上的电压波形。

Upper MOSFET：上MOSFET

Lower MOSFET：下MOSFET（这里的上下是对角的――译注）

Lower MOSFET D－S voltage：下MOSFET的D－S压降

Resonant Delay：谐振延时

Resonant Cycle： 谐振周波

On：开

Off：关

Time ：时间

图 1 谐振延时和转换

下MOSFET管上的漏－源之间的压降波形应该能够清楚的看出谐振周波，下MOSFET管打开的时间故意滞后于谐振过渡的时段。如果没有看到谐振周波，略微增大负载电流。谐振是由于变压器的漏感和漏源寄生电容导致的。该电容取决于MOSFET的电容大小。

谐振周波的幅度取决于负载和存贮于漏感能量大小。图2给出了不同负载大小对谐振周波幅度的影响。

Lower MOSFET D－S voltage：下MOSFET的D－S压降

Increasing Load：负载增大

Time：时间

图 2 增加负载后的谐振周波

随着负载的增大，会有更多的能量对电容进行充放电，这样就会存在一个点，在该点处下MOSFET管的漏－源压降达到0V。这就是实现ZVS临界负载。当负载进一步增大的时候，电流就开始流经MOSFET管的体内二极管，从而钳位在电路的地电平上。图3表明了当存在过多的ZVS负载电流的时候，对谐振周波幅度的影响。下MOSFET管的漏－源极压降波形，在谐振周期内接近0V的附近展宽。

Lower MOSFET D－S voltage：下MOSFET的D－S压降

Increasing Load：负载增大

Time：时间

Body Diode Conducting：体二极管导通

图3 超过临界负载时的谐振周波

在体二极管导通的这个时间段内，多余的能量返回至源极，但是会在体二极管内有耗散。谐振电流流经内部的体二极管，在电流反向的时候会表现出反向恢复的特性。理想的情况是，谐振能量尽可能的大，这样就使得最小ZVS负载电流尽可能的小。但是，一旦超过最小ZVS 负载电流，多余的谐振能量就会带来不利因素，并不需要多余的能量。谐振电流可以大到能够影响电流传感信号的程度，表现为上升电流毛刺，但是进一步观测表明，这个毛刺信号是正弦型的，而不是一个毛刺尖峰。已经开发出了相应的电路来调整存贮的能量大小以避免能量浪费并且减少循环电流（简称环流）。

看待这个谐振周波另外一种方式，就是这种行为与传统全桥中MOSFET管关断时，泄漏电感与寄生电容所形成的振荡现象非常相似。不同之处在于，变压器原边被上MOSFET管钳位，因此振荡出现在晶体管打开的时刻而不是关断的时刻。

谐振延时调节

可以通过电位器改变IC上的RESDEl管脚的电压来调节谐振延时。

降低该电压会减小定时波形的谐振延时。理想的情况下，应当将谐振延时设置成: 使得在谐振周波的最低点时，打开下MOSFET管，从而使其漏－源极电压最小。这个谐振延时称为谐振转换，如图4所示。

Upper MOSFET：上MOSFET

Lower MOSFET：下MOSFET

Lower MOSFET D－S voltage：下MOSFET的D－S压降

Resonant Delay：谐振延时

Resonant Transition： 谐振转换

On：开

Off：关

Time ：时间

图4 谐振延时调节

在最小谐振电压时打开晶体管，可以保证ZVS变换器所需负载电流最小。但是，如果负载增大，就会出现显著的谐振能量，体二极管正向压降会导致额外损耗，如图5所示。

Lower MOSFET：下MOSFET

Lower MOSFET D－S voltage：下MOSFET 的D－S 压降

Resonant Transition： 谐振转换

On：开

Off：关

Time ：时间

Body Diode Conducting：体二极管导通

MOSFET Channel Conducting：MOSFET 沟道开通

图5 大于临界电流时的谐振周波

体二极管在谐振周期的前段时间内一直导通，直至下MOSFET 管打开为止。自此谐振电流能够流经MOSFET 的沟道。只要MOSFET 管的DSON R I ×压降小于体二极管的正向压降，二极管就不会导通。即使下MOSFET 管打开，电流也不会立即改变极性。电流变化的速率取决于供电电压与漏感的比值，即L V dt di /=。

如果功耗或者谐振电流成了问题，可以采用两种方法来处理。一个是，尽快打开下MOSFET 管，尽快赶上谐振的边沿。此法虽然减小了体二极管的导通时间，但会增大变换器实现完全ZVS 的临界负载。另一个方法，通过降低漏感或者寄生电容，来降低谐振频率。这种方法可以减小续流二极管的导通时间，还可以减小最大占空比时谐振周期所占的时间。一般倾向于降容。降感会减小存贮能量，也提高了完全ＺＶＳ的临界负载。

开关损耗和EMC

在传统的全桥结构中，MOSFET管中的功率损失主要是由于开关损耗和导通损耗两方面造成。一般来说，设计人员会通过尽可能快速的打开或者关断MOSFET管来减少开关损失。这样做会引起更大的由于漏－源极之间的快速跳变的电应力引起的开关噪声，导致EMC问题。

在ZVS全桥结构中，这不是主要问题。在负载大于临界值的时候，下MOSFET管的功率损耗主要是导通损耗。然而，随着负载电流的减小，开关损失会占主要作用，而导通损失会减小。甚至当ZVS全桥工作于临界电流以下时，开关损失也不会引起太大的问题，如同传统全桥结构那样。设计人员可以灵活选择慢速打开下MOSFET管。图6给出了负载小于临界值时的下MOSFET管的打开情况。

Lower MOSFET D－S voltage：下MOSFET 的D－S 压降

Resonant Transition： 谐振转换

Time ：时间

Turn－on of lower MOSFET：打开下MOSFET 管

图6 下MOSFET 管的硬开关

如果谐振周期很短或MOSFET管打开很慢的话，可能很难看出来谐振周期在什么时候结束和下MOSFET管在什么时候打开。缓慢改变负载大小，这两种情况应可以分辨出来。

采用ISL6752或ISL6753构成的ZVS全桥结构的独一无二的优点就是，上MOSFET管始终处于零电压开关状态，因为内部的体二极管在MOSFET管打开之前就开始导通。这是由于惯性电流（续流）在上MOSFET管中进行循环的缘故。但是，上管还承担原边开关电流和部分或者全部的原边惯性电流。因此，高于临界负载时，上MOSFET管的总功率损耗要比下MOSFET管大。通常情况下，类似于下MOSFET管，会在ON DS R ?与MOSFET的电容之间取一个折衷。对于上MOSFET管来说，可以采用低的ON DS R ?，以保持导通损失尽可能的低，因为没有开关损耗。还有，因为这种结构通常应用于大功率情况下，器件的封装形式采用TO－220和TO－247封装。器件的金属片（连接至漏极）可以直接安装散热片，而不引起任何EMC问题，这是因为该漏极接平稳直流电压。而下MOSFET管就不具有这样的优点，因为金属片电威尔在电源两轨之间快速变坏。一般很难看见上MOSFET管比下MOSFET管大的情况。唯一的缺点是低ON DS R ?的下MOSFET 管具有更大的电容，会使得临界电流和谐振周期都增大。

上MOSFET管的体二极管只在上管状态变换之前保持导通，之后电流流经MOSFET沟道。

不管是上MOSFET管还是下MOSFET管，续流二极管能否反向恢复是一个问题，有几种方案可供考虑。一个方案是优化体二极管性能。例如，国际整流器公司（International Rectifier）的产品IRF840LC就比标准的IRF840具有更低的二极管电荷。另一个方案是降低MOSFET管的导通电阻ON DS R ?，但是这样会增大谐振的时间和谐振的电容。英飞凌（Infineon）公司的CoolMOS TM

，相同的基片大小，导通电阻ON DS R ?为标准MOSFET管的四分之一，同时具有相同的电容。这些器件会显著降低功率损耗，同时对电路几乎没有影响。

一般来说，ZVS全桥结构具有的另外一个优点就是波形比较干净。不需要缓冲电路来阻尼MOSFET管关断时初级变压器上引起的振荡电压。相反，波形具有与谐振转换一样的正弦边沿。漏－源极之间的电压变化速率dV/dt小于传统的硬开关的全桥拓扑。由于漏感不是问题（恰好需要利用），原－副边绕组间距可以增大，来减小原－副边之间的分布电容。这样做也会降低流经变压器的共模电流。一般来说，ZVS全桥的EMC噪声要远远小于传统全桥结构的噪声。

同步整流器

一旦谐振延时调整完毕，就可以考虑同步整流时序了。相对于桥路中的MOSFET管的驱动信号，ISL6572可以使得同步整流器的信号超前或者滞后。这样就能够灵活调节时序，但是，为工作单元设置合适的时序是很困难的。同步整流器打开太早或者关断太迟，MOSFET管都会将变压器的副边短路。短路会在初级线圈中引起很大的电流尖峰，会对电流检测电路造成影响。如果重叠的时间足够大，变换器会过流烧毁。

为了避免这样的问题，按照下面的步骤，设计人员就能够实现在同步整流器工作时，不会引起逆变器的潜在问题。

第一步就是对同步整流器电路进行下面的改动。

Current Synchronous Rectifier Circuit：当前的同步整流器电路

MOSFET Driver：MOSFET管驱动器

MOSFET Synchronous Rectifier： MOSFET同步整流器

Modified Synchronous Rectifier Circuit：改动后的同步整流器电路

图 7 改动后的同步整流器电路

将MOSFET管的驱动信号断开，这样一来，MOSFET管工作于标准的整流器状态，只使用内部的续流二极管。在驱动器的输出端增加一个电容，来模拟同步整流器的栅极负载。电容的大小应该等于总栅极电荷除以最大的栅极驱动电压。可以在MOSFET的厂家提供的数据手册中查到其总栅极电荷的大小。将MOSFET管的栅极短接至地，这样该MOSFET管保持关断状态，电流只流经内部的续流二极管。快速升高漏－源的电压，由于米勒电容，会使得MOSFET管打开。将栅－源短接，能够防止这样的事情发生。对于全部同步整流管做上述处理，输出就会像标准整流器的输出一样，二极管具有大量反向恢复电荷。可能需要跨接二极管两端的R－C缓冲器，阻尼电压振荡。

一旦上述步骤完成，将变换器上电，使之具有较小的负载，观察MOSFET管的输出驱动信号波形和MOSFET管的D－S之间的压降。驱动同步整流器中的MOSFET管的一个基本概念，就是在续流二极管导通之后打开MOSFET管，而在MOSFET管中的电流开始反向之前关闭MOSFET管。通过这个过程，可以很容易发现驱动信号的问题，并在重新连接同步整流器之前改正存在的问题。要求的波形如图8所示。

MOSFET Driver Ouput：MOSFET管驱动输出

MOSFET D－S Voltage：MOSFET管D－S压降

Trun On Delay：打开延时

Turn Off Delay：关断延时

Body Diode Conducting：续流二极管导通

Time：时间

图 8 波形时序的设置

开始的时候，全负载下，打开延时和关断延时应该设置成100ns。ISL6752的时序允许桥路MOSFET管与同步整流器超前或者滞后。这种时序调整，使得打开沿与关断沿同步移动。大多数类似的设计都要求一个沿通过一个RCD网络来进行延时，这样一来，该延时的大小可以精确调整。这样的电路如图9所示。

From ISL6752：来自于ISL6752

Sync Rect：同步整流器

图9 R－C－D网络

该电路接收来自于ISL6752的OUTLLN或者OUTLRN的同步整流器信号。通过VADJ来调整时序，

以达到正确的打开延时。然后调整RC网络以达到合理的关断延时。一旦完成这些工作，可以解除栅－源短接，将MOSFET管连接至驱动器上。这种对同步整流器初始上电的方法，可以免去不必要的调试时间。一旦ZVS全桥上电后，就可以看到如图10 所示的同步整流器波形。

MOSFET Driver Ouput：MOSFET管驱动输出

MOSFET D－S Voltage：MOSFET管D－S压降

Trun On Delay：打开延时

Turn Off Delay：关断延时

Body Diode Conducting：续流二极管导通

Time：时间

MOSFET Channel Conducting：MOSFET管通道导通

图 10 同步整流器的时序波形

图中表明内部续流二极管在MOSFET管打开之前和之后都是导通的，电流在MOSFET管打开时，流经MOSFET管。

由于同步整流器，逆变器的效率直接与续流二极管的导通时间有关。降低这个导通时间能够显著提升逆变器的效率。但是，降低这个导通时间不是没有风险的。在改变传输线和载荷的时候，要仔细检查这个时序。例如，当载荷发生变化的时候，由于泄漏电感和导线感应的电压与负载大小无关，电流的上升下降的速率（di/dt）不变。因此，满负载的时候，就比轻负载的时候需要更多的时间来进行电流转换。需要根据最坏的情况来调节时序。因为温度也会影响同步整流器的开关特性，故应该在整个工作温度范围内对时序进行校验。

如果可变因素太多，应该考虑不同的驱动策略。其中的一个方法是，直到一个MOSFET管上的变压器电压上升之后才打开另一个MOSFET管。可以采用晶体管打开自驱动策略，但是得采用

本文介绍的关断技术。另一个可行的方案是采用饱和铁芯，串接在MOSFET管的漏极或者次级绕组上。像东芝公司的SPIKE KILLER?这样的饱和铁芯就可以满足需求。该铁芯能够阻止同步整流器重叠时间内的电流，防止交叉导通（直通）。

温度也会对时序造成影响。ISL6752有两个通道来驱动MOSFET管，一个是驱动初级侧的MOSFET 管，另一个是通过同步整流器。两个通道具有不同的传播延时，同时延时也会随着温度而变化。甚至ISL6752本身有较大的延时变化。上述问题，可以将ISL6752的VADJ的一个分压电阻换成热敏电阻来解决。这样就可以根据温度的变化来改变延时。如果采用图9所示的R－C－D 网络，可以将R－C－D网络中的电阻换成热敏电阻，来完成根据温度的变化改变延时的功能。

还有，就是用来设置时序的元器件的差异性问题。解决方法就是采用容差小的器件。

在弄清所有这些问题之后，对于保守的设计来说，打开延时和关断延时最短不能低于50ns。试图缩小这个延时会显著提升效率，但是会有重叠导通和直通的风险。

整流器输出

并不是所有的设计都需要同步整流，ISL6753就是基于这样的考虑而研发的。采用当今具有低导通电阻ON DS R ?的MOSFET管，同步整流器的实际输出可达15V。对于更高的输出电压，性能的提升不及成本和复杂度的提升。随着MOSFET技术的发展，对电压的限制也改进了。

传统的整流器输出有自己的一些挑战，在设计整流器的输出级的时候可以选择的肖特基二极管，这些二极管典型的正向压降为0.3V，而标准PN结的正向压降则为0.7V。这个特性在大电流输出的时候对损耗影响非常显著。

但是，当今的肖特基二极管的反向击穿电压最大为200V，而且，在大电流的时候，不推荐使用150V或者具有更高标称电压的肖特基二极管。肖特基二极管具有一个与肖特基载体并行的PN结的保护环状结构，在正常的工作条件下，PN结处于非活动状态。但是，具有高击穿电压的器件的掺杂浓度一般较低，就导致需要更高的正向电压来使得肖特基二极管导通。另外，低浓度的掺杂使得体电阻在大电流的时候更高，这样一来，压降IR会变得更加严重。这样就导致PN结变成大电流下正向偏置，二极管会具有反向恢复电荷的特性。

如果只能选择PN结二极管，那么推荐选择具有最低的反向恢复电荷和最低的额定电压的二极管。对于给定的PN结二极管系列，存贮电荷的数量与标称反向电压成正比。

不管选择什么样的整流器，器件都需要电压缓冲网络。其中一个方法就是在二极管两端使用R－C网络。当二极管两端的电压反向的时候，由于二极管的寄生电容与变压器的漏感和其他寄生电感一起谐振，二极管两端的电压会发生振荡。在二极管两端并联一个串联R－C网络会改变谐振电路的特性，如图11所示。

TRANSFORMER：变压器

OUTPUT RECTIFIER：输出整流器

图 11 R－C缓冲电路

R－C缓冲器旨在使CS比二极管的平均电容CD大2至10倍。这能有效的“淹没”电路中CD的作

用。RS的大小设置为的2至5倍，可以阻滞二极管的电压。L可以通过CD和CS 的谐振频率来确定。使用缓冲是个良好的开端，但是要避免下述陷阱。

z如果CS很小，R－C缓冲器几乎没有作用。

z如果CS很大，就会有很大的电流尖峰来对电容CS进行充放电，在电流开关波形上表现为初始的电流尖峰，会导致变换器不能正常工作。如果改变CS的大小，RS的大小也应该作相应的改变。

z如果RS很小，阻尼的作用就很小，谐振频率会主要取决于CD+CS的大小。

z如果RS很大，R－C缓冲器几乎没有作用，谐振频率会只取决于CD的大小。

z缓冲器上消耗的功率直接正比于开关频率的大小和CS的大小。

z如果采用PN结二极管，就会有反向恢复电荷引起的附加影响，要求缓冲器具有更大的阻尼能力。

缓冲输出整流器的另外一个方法就是采用饱和铁芯的办法，该方法在应用笔记AN1246中有详细说明。

传统整流器输出的另外一个主要问题就是在输出电流很小时，电感电流变得不连续。在输出电流降至电感纹波电流的一半以下时就会发生这样的情况。在这样的模式下，逆变器具有3种工作模式：Ton，对输出电感充电，Toff，对输出电感放电，和Trelax，此时输出电感的电流为零。如图12所示。

Output Inductor Current：输出电感电流

Time：时间

Switching Frequency：开关频率

图 12 不连续导通模式

在这种模式下，V OUT不再具有如式1所示的连续导通模式（CCM）那样简单的关系了。

相反，这个基于能量的关系变得很复杂。导通时间Ton是负载电流、输出电感、输入电压、输出电压和开关频率的函数。由于逆变器的传递函数发生了变化，会产生一些独特的问题。通常逆变器的设计会假设工作于连续导通模式（CCM）下对稳定性进行补偿。如果逆变器变得不连续工作，由于传递函数的变化，逆变器就有可能变得不稳定。仔细控制环路补偿设计可以避免这样问题。

在非连续导通模式（DCM）下，随着输出电流的减小，导通时间Ton也会缩短。这样就会存在一点，在该点处，所要求的Ton会小于PWM控制器所能提供的最小导通时间。在这样的情况下，就会发生跳脉冲现象。由于最短的输出脉冲超过了所需要的脉冲宽度，下一个开关周期占空比为零，这样从长期看，平均占空仍然是正确的。尽管输出仍是稳压的的，但是输出纹波性能会恶化。

有几种方法来减轻这样的问题，使逆变器在低输出电流的时候保持工作于CCM模式下。防止工作于DCM模式下的一个方法就是在输出端接假负载电阻阻，使得当逆变器工作于最小负载的时候，假负载流过足够的电流来保持CCM工作模式。为了提升效率，可以只在负载较小的时候激活假负载。如果不要求完美，这是一个很有效的办法。

更好的办法就是采用像波莫合金（MPP）这样的电感铁芯材料，或者采用步进空隙的电感，使得电感随负载非线性变化。所需的特性就是随着负载电流的减小，让电感增加。使用MPP 铁芯材料设计的电感，在0A电流时的电感是正常工作电流时的电感的3倍。这样，就能将电感非连续工作的最小负载降低三分之一。步进空隙的电感设计，中柱截面上的气隙是呈阶梯变化，这样就能有效地控制电感与电流的函数关系。类似于使用MPP，电感在轻载下具有更大的电感。具有这样性能的电感通常称为变感扼流圈。

效率

采用ZVS的结构确实能够减小开关损耗，但是只对初级侧MOSFET管起作用。对于高输入电压的设计来说，这一点是很重要的。而且不需要初级侧的缓冲器。变压器的泄漏电感被钳位，在阻尼振荡方面没有能量损失，或者不消耗额外的能量。

然而，ZVS也有一些缺点，部分缺点如下：

z初级电流需要承载续流和开关电流，变压器初级绕组截面必须足够增大以处理附加的RMS电流。

z某个上MOSFET管的体二级管一直是续流通路。对于高压设计来说，这不会引起问题，因为在典型的设计中，内部续流二极管的正向压降与上MOSFET管的压降大小相当。

但是对于低输入电压的设计来说，这会引起问题，较大的初级电流导致体二极管的正向压降相对于供电电压来说很大。

z谐振时间减小了允许的最大占宽比。因为这一点，必须减小初次级匝比，以便在全输入电压范围来保持输出电压能稳定在额定值。在给定负载下，如果匝数比减小的话，初级侧的电流会增大。

所有这些特性都会使效率降低。

即使桥路中的MOSFET管没有开关损失，实际工作中对工作频率也会有限制。随着工作频率的升高，谐振时间占最大占宽比的比例会越来越显著。为了补偿这一点，初级－次级线圈的匝数比必须降低，因而初级电流会增大。初级侧的MOSFET管的导通损失增大，会降低ZVS逆变器的节能效果。降低谐振时间的可行方法是，在MOSFET管的漏极串接一个肖特基二极管，同时采用超快恢复二极管作为新的续流二极管来旁路原来的续流二极管。这样能使得谐振时间降低至原来的十分之一，实际上，已经开发出了1MHz的ZVS全桥。

但是，磁场元件工作于高频时也会有问题。一般情况下，随着工作频率的升高，磁性元件的尺寸会减小，但是，涡流[1]和铁损会变大，从而需要增大变压器的尺寸来补偿。如果采用饱和铁芯来调整次级电流的话，对频率可超过150KHz至200KHz。

如果采用同步整流器，随着频率的升高，性能提升会打折扣。有固定的最小打开，关断时间延时，即最短的体二极管的导通时间。随着频率的升高，体二极管导通的时间保持不变，但是MOSFET通道导通时间会减小。结果就是MOSFET管通道导通占空比随着频率升高而变短，导致同步整流器的效果变差[2，3]。

综合上面的所有问题，ZVS全桥实际的工作频率限制在150KHz至400KHz。

不同的全桥ZVS算法的比较

本文讨论了ZVS全桥的一种类型，即电流在上MOSFET管续流。还有其他类型的ZVS全桥结构，即大家周知的“移相ZVS全桥”电路。在这种结构中，续流电流要么片在上臂，要么在下臂

流过。在移相算法中，MOSFET管的驱动信号始终是50％占宽比，但是左臂与右臂的相位差决定了施加在主变压器上的电压占空比。关于ZVS移相设计的详细信息，请参见应用笔记

AN9506。

下面列出了移相ZVS全桥的一些优点：

z续流电流始终流经MOSFET通道，而675X控制的ZVS电路则流经体二极管。假设由于

产生的压降小于续流二极管的正向压降，移相算法对于低输入电压的设计来说有优

势。

z由于栅极驱动信号始终是50％占空比（非PWM），栅极驱动变压器就很容易设计。对于PWM 栅极驱动信号，在变压器上始终存在电压振铃的问题，振铃会在错误的时间打开MOSFET管。

移相ZVS全桥结构的缺点：

z由于调制是与相位相关的，对于移相ZVS的全桥结构的MOSFET管驱动信号控制逻辑，就更复杂。

z这里讨论的ZVS全桥结构（675X），自由回流电流流经上MOSFET管。由于上MOSFET管承担开关电流和自由回流电流，因此上MOSFET管要比下管消耗更多的能量。由于额外的能量在上MOSFET管，因此器件的散热很容易，可以直接将器件安装在散热片上，而不会产生EMI。

对于这两种类型的全桥结构，可对电路进行一些附加的改进，以克服一些缺陷。这些改进的一些小例子列在下面：

z在变压器的原边串接一个附加的电感，相当于增大泄感。这样有利于优化临界电流。 z在变压器的原边串接一个饱和电感，以增大零电压变换时的漏感。

z在变压器的原边串接一个附加的电感和电容。使其谐振于开关频率上以形成ZVS和ZCS （零电流开关）谐振变换。

布线指南

与其它开关电源控制芯片一样，ISL6752与ISL6753及其相关的电路的布线，需要好的布线指南。最常见的错误就是采用地平面，期望所有由于布线产生的噪声问题都能够解决。有时候这并不一定正确。由于额外的中间层，不仅会使噪声更加严重，而且会使ZVS全桥电路产生附加的电容，从而增加ZVS临界电流，而且会增加印刷电路板的成本。

图13 给出了一个示例电路，电路中地线是一个大的地平面。

DRIVER：驱动器

GROUND PLANE：地平面

图 13 具有地平面的布线

VBULK为ZVS全桥主电路供电，Q为其中的一个下MOSFET管。VCC为U1和U2供电，本例子中U1为ISL6752 PWM，U2为通用MOSFET驱动芯片。实际情况中，地平面上仍然会存在一点电阻和电感。需要记住的是，地平面上流过的是脉动的电流，而且由于趋肤效应会引起地平面的交流电阻。图14给出了电流从ZVS全桥流经时的等效电路图。

DRIVER：驱动器

SWITCH CURRENT：开关电流

图 14 等效的R与L

每次Q打开的时候，就会有一个脉冲电流从MOSFET管流经地平面返回至VBULK电源，产生一个电压毛刺，会影响模拟电路U1。即使将VBULK电源移至紧邻MOSFET管，也会通过地平面产生一些影响。当Q不断的开关的时候，地平面就等效为一系列R和L的阵列。从另外的角度来看，由于MOSFET管（Q）的开关动作所产生的脉冲电流，就像在一个水池中扔入一块石头那样。脉冲产生的“水波”就是电子噪声。即使对噪声敏感的电路距离很远，这个纹波仍然能够达到敏感电路那里。

一般来说，在布线糟糕的情况下，使用地平面比使用单根的地线要好一些，因为地平面的等效阻抗更低一些，但这并不是好的设计经验。这就是为什么引入地平面会看起来有助于解决噪声问题，但是正确连接布线会更好的原因。

更好的方法就是如图15那样连接线路，使得U1的地不与大电流的地有公共部分。

DRIVER：驱动器

SWITCH CURRENT：开关电流

图 15 分离大电流通路

直接在MOSFET的源极与大电源VBULK之间连线，而不让开关电流流经地平面，这样就允许开关电流直接从MOSFET管（Q）流至VBULK的电源，而不影响U1。

必须将驱动器的地层直接连接至MOSFET管（Q）的源极上，因为当驱动器对MOSFET管放电的时候会产生电流尖峰。当驱动器对MOSFET管的电容进行充电的时候，也会产生向电源正极方向的电流尖峰。但是，由于驱动器的退藕电容（接在正电源管脚与驱动器返回管脚之间的电容）会使得电流在驱动器与解藕电容之间回流，因此这个正向电流尖峰不会对其它电路造成影响。因此，驱动器的供电电源正端不必直接连接至VCC来旁路电路U1。VBULK的返回端与VCC 的返回端之间的连接，用于保持直流的参考电位，理论上讲，它们之间没有电流流过。

第一眼就能够看出来，在U1与U2的返回端之间的噪声也可能引起问题。事实的确如此，因为，流经MOSFET管与Bulk电源之间的电流会产生电压毛刺。当U2对MOSFET管的栅极电容进行充电的时候，这种情况也成立。但是，U1与U2之间的信号不是模拟信号而是数字信号，可以容忍较大的噪声水平，而不会影响U1与U2的行为。

连接模拟电路U1的时候，应该特别的小心仔细。像U1这样的PWM IC含有用于调节的参考电压。所有的模拟电路元件都必须以U1的地电位为参考电位，以消除地电位的漂移。实现的办法之一就是采用如图16所示的星形地线连接模式。

ANALOG COMPONENTS：模拟元器件

DRIVER：驱动器

图 16 对U1的连线

但是，当模拟元器件的数目很多的时候，通常并不容易连接成星形模式。在这种情况下，可以在U1的下面设置一个地平面，使该地平面能够扩展覆盖一部分模拟电路。地平面应当直接连接至U1的地层，然后从U1的地层连接至VCC地层。由于没有开关电流流经这块地平面，因此这块地平面可以看作是“静地”。静地平面也会在该平面与U1的管脚之间增加一定数量的电容。这有助于减少U1上某些关键管脚的噪声。

关于布线最后一个需要考虑的问题是，初级侧MOSFET管和同步整流器的驱动路径。ISL6752对MOSFET管的电路驱动必须是对称的，这样就不会产生不匹配的传播延时。谐振周期或者打开、关断延时的时间应该小于50ns。

结论

本文介绍了在设计ISL6752、ISL6753和ZVS形全桥变换器时的一些有用的技巧。更进一步有用的信息，请参阅应用笔记AN1002与AN1246。

参考文献

[1] Lloyd H Dixon Jr., “Eddy Current Losses in Transformer Windings and Circuit Wiring”, SEM600 Unitrode Seminar, 1988

[2] Dgnjen Djekic and Miki Brkovic, “Synchronous Rectifiers vs. Schottky Diodes in a Buck Topology for Low Voltage Applications”, Power Electronics Specialists Conference, 1997. PESC '97 Record, 28th Annual IEEE Volume 2, Date: 22-27 Jun. 1997, Pages: 1374-1380 Volume 2

[3] N Yamashita, N Murakami, N. and T Yachi, “Conduction Power Loss in MOSFET Synchronous Rectifier with Parallel-Connected Schottky Barrier Diode”, Power Electronics, IEEE Transactions on Volume 13, Issue 4, Date: Jul. 1998, Pages: 667-673

[4] Magnetics Inc., Ferrite Cores catalog, 1999

移相全桥

移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高 开关频率。如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源？请见 下文详解。 主电路分析 这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A.采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实 现ZCS.电路结构简图如图1,VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后 臂VT3、VT4的ZCS,Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T为主变压器，副边由 VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。 图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图 其基本工作原理如下： 当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开 关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4,而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4,在关断 VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其 值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电 压关断。 由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时 开通VT2,则VT2即是零电压开通。

桥式直流PWM变换器仿真分析解析

黑龙江大学课程设计说明书 学院：机电工程学院 专业：电气工程及其自动化 课程名称：电力电子技术 设计题目：桥式直流PWM变换器仿真 姓名： 学号： 指导教师： 成绩：

目录 第一章课程设计的性质和目的 (2) 第二章课程设计的内容 (2) 第三章设计报告要求 (2) 第四章参考资料 (2) 第五章课程设计的题目 (3) 第六章课程设计的内容 (3) 6.1总体电路的功能框图及其说明 (3) 6.2单相桥式PWM逆变电路 (3) 6.3控制电路 (4) 6.4驱动电路 (5) 6.5缓冲电路 (6) 6.6双极性PWM控制方式 (6) 6.7单极性PWM控制方式 (9) 第七章心得与体会 (11) 第八章参考文献 (13) 附录：评分标准 (14)

一、课程设计的性质和目的 性质：是电气自动化专业的必修实践性环节。 目的： 1、培养学生文献检索的能力，特别是如何利用Internet检索需要的文献资料。 2、培养学生综合分析问题、发现问题和解决问题的能力。 3、培养学生运用知识的能力和工程设计的能力。 4、培养学生运用仿真工具的能力和方法。 5、提高学生课程设计报告撰写水平。 6、加深理解《电力电子技术》课程的基本理论； 7、初步掌握电力电子电路的设计方法。 二、课程设计的内容： 1、整流电路的选择 2、整流变压器额定参数的计算 3、晶闸管（全控型器件）电压、电流额定的选择 4、平波电抗器电感值的计算 5、保护电路（缓冲电路）的设计 6、触发电路（驱动电路）的设计 7、画出完整的主电路原理图和控制电路原理图 8、用MATLAB进行仿真，观察结果 三、设计报告要求 依据“课程设计说明书”（电子文档）的模板格式撰写。内容应包括： 1、主电路设计说明 2、控制电路设计说明 3、仿真结果讨论（说明是否达到设计指标的要求） 4、附录：主电路和控制电路原理图 四、参考资料 电力电子技术教材及相关资料

移相全桥零电压开关PWM设计实现

题目：移相全桥零电压开关PWM设计实现

移相全桥零电压开关PWM设计实现 摘要 移相全桥电路具有结构简单、易于恒频控制和高频化,通过变压器的漏感和功率开关器件的寄生电容构成谐振电路,使开关器件的应力减小、开关损耗减小等优点,被广泛应用于中大功率场合。近年来随着微处理器技术的发展，各种微控制器和数字信号处理器性能价格比的不断提高，采用数字控制已经成为大中功率开关电源的发展趋势。相对于用实现的模拟控制，数字控制有许多的优点。本文的设计采用TI公司的高速数字信号处理器TMS320F28027系列的DSP作为控制器。该模块通过采样移相全桥零电压DC-DC变换器的输出电压、输入电压及输出电流，通过实时计算得出移相PWM信号，然后经过驱动电路驱动移相全桥零电压DC-DC变换器的四个开关管来达到控制目的。实验表明这种控制策略是可行的，且控制模块可以很好的实现提出的控制策略。 关键词：移相全桥；零电压；DSP

Phase-shifted Full-bridge Zero-voltage Switching PWM Design and Implementation ABSTRACT Phase-shifted full-bridge circuit has the advantages of simple structure, easy to constant frequency control and high-frequency resonant circuit constituted by the leakage inductance of the transformer and the parasitic capacitance of the power switching devices, to reduce the stress of the switching devices, switching loss is reduced,which widely used in high-power occasion. In recent years, with the development of microprocessor technology, a variety of

直流变换器开题报告汇总

开题报告 一背景 直流变换器是一种将模拟量转变为数字量的半导体元件。按功能可分为:升压变换器、降压变换器和升降压变换器。在燃料电池汽车中主要采用升压变换器。变换器首先通过电力电子器件将直流电源转变成交流电(AC),一般称作逆变,然后通过变压器(升压比为1∶n)升压,最后通过整流、滤波电路产生变压后的直流电,以供负载使用. 直流转换器与一般的变换器相比，具有抗干扰能力强、可靠性高、输出功率大、品种齐全等特点，用途广泛，输入输出完全隔离，输出多路不限，极性任选。宽范围输入变换器是专为满足输入电压变化范围较大场合需要而开发的一种直流稳压电源,其输入直流电压可以在DC100V-375V宽范围内变动而保证输出电压的稳定性.此外,这种电源体积小,重量轻、保护功能完善,具有良好的电磁兼容性。本身具有过流、过热、短路保护。多档输出的变换器,它不仅提供电源而且有振铃和报警功能。该变换器分为军用、工业及商业三个品级，在诸如通信机房、舰船等蓄电池供电的场合极为适用。直流—直流变换器(DC/DC Converter)早在10年前就做成了元器件式样,在系统中损坏 时可以卸下更换。目前,它正从低技术、元器件型转向高技术、插件(Building black)型发展。系统设计师在开始方案设计阶段就要考虑系统究竟需要什么样的电源输入、输出?DC/DC变换器作为子系统的一个部件,应该更仔细地规定它的指标以及要付出多少费用。有趣的是,全球声称可供给军用DC/DC变换器的厂家超过300家,但却没有两

种产品是相同的,这给系统设计师选用该产品时造成困难。设计师们考虑的最重要的事是:对产品的性能价格比进行综合平衡,决定取舍。需求和市场决定制造厂的发展战略目前,对制造厂家而言,面临着要求降低噪声、减小尺寸以及提高功率和效率的挑战和市场竞争。现扼要介绍几家公司的做法。当今,在任何一个计算机系统中,各种电源都是以插件形式出现的。供应厂商均按用户的要求作相应改动以适应需求。DC/DC直流变换器的军品市场占很大比重,但增长缓慢。分析家们预测:到1996年,DC/DC变换器最大市场将是计算机和通信领域。 美国InterPoint公司的研究开发战略是:针对军用及宇航系统应用,提供一种更便宜、功率更大、性能更好的产品,它们比现有DC/DC 变换器有全面改进。预计今后几年的实际问题仍是产品价格。采用模块化方法可以降低成本,同时提高DC/DC变换器输出功率。一些应用系统要求功率高达2KW,如果采用200W的产品去构建系统,至少要10～12个产品,既麻烦也影响系统可靠性。该公司认为必须研制出功率比200W大2～3倍的大功率电源,而且单件成本控制在1.3～1.7倍才合适。 模块化方法,可以通过消除非重复工程成本(NRE)使系统成本降低。这种模块化的器件也是分布式供电系统的基本构件。鉴于分布式供电比集中供电系统有更多优点,而绝大多数应用系统要求在母线级上直流电压要分别供给不同逻辑电路各种电压,例如+5V、+12V、+3.3V 等等。一些厂家利用板级(on-Card)DC/DC变换器来实现,另一些供应商则把几种输出合在一起,把电源放在靠近需要供电的电路板上。

分析全桥ZVS-PWM变换器的分析与设计

上世纪60年代开始起步的DC/DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。后然经过发展，越来越多在各个领域当中应用。但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC/DC变换器。 1 电路原理和各工作模态分析 1.1 电路原理 图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。Vin为输入直流电压。Si(i=1.2.3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。 图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设： (1)所有功率开关管均为理想，忽视正向压降电压和开关时时间; (2)4个开关管的输出结电容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs为常数; (3)忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻; (4)滤波电感足够大。

1.2 各工作模态分析 (1)原边电流正半周功率输出过程。在t0之前，Sl和S4已导通，在(t0一t1)内维持S1和S4导通，S2和S3截止。电容C2和C3被输入电源充电。变压器原边电压为Vin，功率由变压器原边传送到负载。在功率输出过程中，软开关移相控制全桥电路的工作状态和普通PWM硬开关电路相同。 (2)(t1一t1′)：超前臂在死区时间内的谐振过程。加到S1上的驱动脉冲变为低电平，S1由导通变为截止。电容C1和C3迅速分别充放电，与等效电感(Lr+n2Lf)串联谐振，在谐振结束前(t2之前)，使前臂中心电压快速降低到一0.7V，使D3立即导通，为S3的零电压导通作好准备。 (3)(t1′一t3)：原边电流止半周箝位续流过程。S3在驱动脉冲变为高电平后实现了零电压导通，由于D3已提前提供了原边电流的左臂续流回路，虽然两臂中点电压为零，但原边电流仍按原方向继续流动，逐步衰减。 (4)(t3-t4)：S4关断后滞后臂谐振过程，t3时加到S4的驱动脉冲电压变为低电平，S4由导通变为截止，原边电流失去主要通道。原边电流以最大变化率从正峰值急速下降。 (5)(t4一t5)：电感储能回送电网期。t4时刻D2已导通续流，下冲的电流经D2返回到电源EC，补偿了电网在全桥电路上的功耗。滞后臂死区时间应该在该时间段内结束。原边电流下冲到零点。 (6)(t5一t6)：原边电流下冲过零后开始负向增大。S2和S3都已导通，形成新的电流回路，开始新的功率输出过程。副边电压被箝位在低电平，出现占空比丢失过程。因此滞后臂死区时间设计是关键。

纸桥的制作

纸桥的制作方法 杜瑞泽法学111 112224 摘要：桥是道路交通的重要组成部分，桥的建造的质量对道路交通有着重要的影响。我们小组同学利用模型的方法对桥的制作进行了探索和研究，以找到一种最坚固、最美观同时又能节约原料的桥的制作方法。我们用纸和胶水作为材料，进行了纸桥的制作，并进行了承重实验，并对实验结果进行了分析，最终得出了我们的结论。 关键词：纸桥、结构、承重能力、美观、模型 引言：改革开放以来，随着我国经济的快速发展，对道路交通的要求也不断提高。而桥梁建设是道路交通中必不可少的部分。在这一时期，我国的道路交通事业包括桥梁建设也在飞速发展，并对经济的发展起到的促进的反作用，同时，我国河流纵横，山脉丘陵地带分布广泛，城市人口和建筑稠密，良田需要保护，这种种因素都会促成我国对桥梁建设的巨大需求。为了适应时代需要，我们进行了以研究和创新桥的制作方法为目的的实验，用纸张做成桥的模型，以分析其强度和承重能力，最终找到最优的纸桥的制作方法。 1实验方法 1.1准备工作 我们根据资料和自己的观察研究和以及想象，设计了几张不同的纸桥的图纸。我们准备的材料有A4纸若干张、胶水；准备的工具有剪刀（对纸张、支架、桥面进行裁剪）、小刀（对剪刀不能完美裁剪的地方进行休整，使截面更加平整，保证支架与桥面之间、支架与底座之间、支架与支架之间的粘连的稳固）、尺子（对纸桥的各个部件进行精确测量）、天平（测量纸桥的重量、测量纸桥可以承受的物体的重量，从而测定纸桥的承重能力）。 1.2纸桥制作 纸桥的制作并不是一件简单的事情，很多细节要注意并小心操作，一旦不注意就会导致部分甚至全部的工作需要重做。我们根据桥的图纸，首先推算出这个纸桥需要21根纸管。我们将纸卷成纸管，并在纸管的卷成的部分涂上胶水，将纸管固定。但是，在这个最简单的环节也出现了问题。由于纸管是由我们三个小组成员分别完成的，所以大家卷成的纸管的粗细并不完全一致，有些甚至还存在着较大的差异。而如果用这些粗细不同的纸管来做桥的话就会产生严重的不良后果。纸管是我们做纸桥最基本、最重要的元件。桥面、支撑面（桥墩）、支撑管等均有纸管或主要由纸管制成。如果支撑管粗细不均的话，会使桥面和支撑面厚度不一致，同时也会影响桥面和支撑面的稳固性，导致纸桥的质量收到严重影响，不利于最后的实验结论的正确得出。考虑到这些因素，我们挑选出一部分粗细程度基本一致的纸管，并以此为样本，作出了其余的符合要求的纸管。 做完所有的纸管后，我们家下来进行的是桥面的制作工作。桥面由两层组成，其中第一层由七根纸管组成，第八根由八根纸管组成。每层的制作方法是，首先将纸管紧紧地并列排放，中间尽量不留空隙。然后将一张纸的中间宽度与纸管并列排放后的宽度一致的部位涂上胶水，再将纸管粘在上面。最后，把纸管的两侧的纸也涂上胶水，并将它们向纸管的一侧折叠，最后达到把这一排纸管固定地包在这张纸中的效果。两层都制作完成后，将七根纸管组成的那层桥面放在上面，

纸桥的设计与制造方案

纸桥的设计与制作 （天津市科技活动方案样张之一） 一、题目纸桥的设计与制作 二、适用对象D段（七、八年级） 三、适用主体学校 四、活动目标 1．态度目标： ⑴采取分组的活动形式，培养学生的合作精神和有序的工作能力；通过成品展示、竞赛等活动，培养学生的既合作又竞争意识； ⑵在制作过程中，培养学生不畏艰难，不循旧规，敢于创新的精神。 2．科学方法、能力目标： ⑴学习科技制作、理解桥的主要结构的作用，通过纸桥的设计与制作使学生在探索中理解，材料的强度与它的几何形状有关。 ⑵在纸的多种承重实验研究、纸桥设计等过程中鼓励学生独立思考、发展学生的创造性思维能力。 ⑶培养学生与他人合作共同研究的能力。 3．知识目标： ⑴通过对桥的造型设计，培养学生的审美意识和环境美意识，提高创作模型的技能、技巧及可观赏性。 ⑵学习简单的技术设计。 五、活动方式： 活动以班为单位，分为若干活动小组（四名学生为一组），开展分组竞赛，作品在课上评定。 六、所需活动时间4——5学时 七、背景材料 1．知识背景： ⑴压力与压强 知道压力的概念，压力是指垂直压在物体表面上的力。 理解压强的的概念，压强是物体单位面积受到的压力。 固体的压强跟受力面积有关，截面积对压力有直接影响，截面积越大，压力越小

⑵拱形桥：拱起了腰的纸条可以驮起一盒火柴，这说明，向上拱起的物体最能承受外来的压力，它的强度要比没有拱起时大。火柴盒压在纸拱桥上，给予纸拱的是一种静态外力，它和作用在装甲车上的子弹冲击力不同。纸拱桥这种抵抗静态外力的本领，就叫静强度。 我们的祖先很早就发现了拱形物体的这种性质，并且把它运用到建筑上去。各地发掘出的东汉古墓，多数有“拱”式结构，可见一千几百年前我国的筑拱技术已经相当普及了。 现存的最古老的石拱桥是我国的赵州桥。赵州桥是隋朝石匠李春设计监造的，自公元616年建成，到现在已经有1300多年的历史了。这座石桥横跨在河北赵县城南洨河上，有着一个弧形的桥洞，犹如跨在河上的长虹。在漫长的岁月里，赵州桥经受了地震的摇撼，洪水的冲击，车马的压轧，仍然屹立在洨河上。（图一）赵州桥不但有个弧形的大拱，而且在桥肩还有4个小拱。当山洪暴发时，小拱可以把洪水泄走。赵州桥坚固的秘密正在拱上。 我国科技人员和工人继承并发展了拱桥建筑的传统，运用现代强度理论以及工程学，创造了双曲拱桥。双曲拱桥的外形同一般的空腹式拱桥好像没有什么区别。但是你如果走到桥下一看，就会发现它的肚皮是凹的，好像由几条自行车的挡泥板拼起来的，真是拱中有拱。这种桥的优点是造价低，载重负荷大，施工方便，节省材料。宏伟的南京长江大桥的公路引桥便是这种双曲拱桥。 双曲拱比单曲拱能承受更大的载荷，主要是因为双曲拱不仅在一个方向上呈拱形，而且在与其垂直的另一方向也呈拱形。自行车的挡泥板就是这种双曲拱形的。当它受力时，力使沿着两个拱的方向更均匀地传递；某一局部受力过大时，双曲拱能迅速自行调整平衡，使整个双拱曲不会因局部受力过大而损坏。 拱形结构除了能用于建造桥梁外，另一个重大的用处就是建造水坝。特别是双曲拱形坝，由于拱形顶所受的水压力能通过拱体均匀地传递给河岸，依靠坚固的两岸来维持的稳定，它与完全靠自身重量来维持平衡的重力坝相比，不仅可以减少体积，节约材料，而且还有一定的弹性，对地基的局部变形具有一定的适应能力，有较好的抗震性能。 我们的脚上就长着“双曲拱桥”，它就是人的足弓正常的脚都可以区分出三个足弓：两个纵向的纵弓和一个横断面上的横弓。 ⑶桥的历史与发展现状： 我国古代桥梁多用木、石、藤、竹及至皮革之类的天然材料，锻铁出现以后有了简单的铁链桥。它们的强度都很低。木、藤、竹，皮革类易腐烂，能够保留至今的古代桥梁多为石桥。中国古代著名石桥有：1河北赵州安济桥、2北京泸沟桥、3泉州安平桥。 1900-1949年,这一时期中国的桥梁建设几乎处于停滞状态，特别是由中国自行建设的桥梁工程更是寥寥无几。其中代表桥梁是1943年由我国老一辈桥梁工程专家茅以升老先生主持设计并建设的杭州钱塘江大桥。（图二） 钱塘江大桥位于杭州闸口六和塔附近，是由我国工程师自行设计并监造的第一座双层式公、铁两用桥。全桥长1453米，正桥长1072米，两岸引桥长381米。于1931年11月11日举行开工典礼，1935年通

ZVZCS移相全桥软开关工作原理

ZVZCS移相全桥软开关工作原理 (1) 主电路拓扑 本设计采用ZVZCS PWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS)。电路拓扑如图3.6所示。 图3.6 全桥ZVZCS电路拓扑 当1S、4S导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端钳位电容Cc充电。当关断1S时，电源对1C充电，2C通过变压器初级绕组放电。由于1C的存在，1S为零电压关断，此时变压器漏感k L和输出滤波电感o L串联，共同提供能量，由于Cc的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于L，加速了2C的放电，为2S的零电压开通提供条件。当Cc放电完全后，整流二极管全部k 导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段4S，开通3S，由于漏感k L两边电流不能突变，所以4S为零电流关断，3S为零电流开通。 (2) 主电路工作过程分析[7] 半个周期内将全桥变换器的工作状态分为8种模式。 ①模式1 S、4S导通，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端箝1 位电容Cc充电。输出滤波电感o L与漏感k L相比较大，视为恒流源，主电路简化图及等效电路图如图3.7所示。

图3.7 模式1主电路简化图及等效电路图 由上图可以得到如下方程： p Cc o s k dI V V V L n n dt = ++ (3-3) p c o I nI nI += (3-4) Cc c c dV I C dt =- (3-5) 由(3-3)式得： 2p Cc k d I dV nL dt dt =- (3-6) 将(3-6)式代入(3-5)式得： 22 p c c k d I I nC L dt = (3-7) 将(3-7)式代入(3-4)式得： 22 2 p p c k o d I I n C L nI dt += (3-8) 解微分方程： 22 2p p o c k c k d I I I nC L dt n C L + = (3-9) 其初始条件为： (0)0Cc t V ==；(0)0c t I == （3-10） 代入方程解得： ()sin s o p o k V V n I t t nI L ωω -= + (3-11) ()sin p s o c o k I V V n I t I t n nL ωω -=- =- (3-12)

搭纸桥设计

《搭纸桥》设计 东风小学王琳 教学目标 1、知道桥面截面形状不同，桥面中间承受力大小也就不同。 2、通过学会搭纸桥试验，培养科学精神，主要是让学生初步体会怎样去探究一 个课题。 3、培养学生动手能力。 教材内容 本课是九年义务教育小学自然教材第四册第14课内容。 重点、难点分析 本课重点是通过实验指导学生认识纸桥的形状不同，承受力的大小也不同。难点是提高学生的动手能力和归纳概括能力。 教学对象的分析 本课针对的是低年级学生，他们好动，好游戏，注意力不持久，喜欢课文内容形式多样化。本课多使用多媒体教学，用具体直观的自然物体和自然现象作为教材。让学生们看得见，摸得着，学得懂。 教学策略及教法设计 本课的思路是：首先用多媒体动画指导学生认识平面桥的承受力是比较小的；然后再引导学生通过改变桥面的形状，认识到纸桥的承受力大小与它们的形状有关系；最后用多媒体制作的练习题启发学生联系实际，把本课所学的科学道理用来解释周围常见物体的形状。 教学媒体的选择及应用 整个教学过程主要运用多媒体教学的手段。第一部分运用动画的形式演绎《小马过河》的故事，激发学生的学习兴趣。接下来用多媒体制作桥的画面并出示学生制作的模型，让学生直观分析桥面与桥墩的关系。第二部分师生共同演绎搭纸桥的步骤，让学生充分提高手眼的协调能力。第三部分用Auphorware制作智力竞赛题，验证学生对本课所学知识的掌握。 通过色彩鲜艳，制作精细的动画，逼真生动的视频效果引发学生的学习兴趣，激发学生回答问题的热情，从而达到运用多媒体教学的目的。 教学过程的设计与分析 师（投影《语文》第3册第13课《小马过河》的画面）：小朋友已经知道《小马过河》的故事，如果河水真的很深，小马又得过河，你能为小马想想办法吗？（学生不约而同地举手发言。） 生1：搭桥走过去。 生2：乘船过去。 生3：乘飞机过去。 生4：那里有很多石头，小马可以从石头上走过去。 师：小朋友们都很聪明，为小马想了很多的办法，老师想还是搭桥比较实际。（投

10kW移相全桥ZVS设计

10kW全桥移相ZVS PWM整流模块的设计 摘要：本文介绍了10kW全桥移相ZVS PWM直流整流模块主电路和控制电路的设计，给出了主 变压器和谐振电感的参数计算，最后给出了实验波形。叙词：全桥移相, 零电压开关, 降频Abst ract： This paper introduces the structure of 10kW ZVS-FB PWM Switch Power Module, then discu sses the design of main circuit and control system and parameter calculation, finally presents the experim ent result. Keywords： full bridge phase-shift, zero-voltage switching (ZVS), frequency reduced 1 引言 在大型发电厂中,由于需要的直流负荷比较大,蓄电池的容量通常都在2000AH以上。若采用常规的10A或20A的开关整流模块,一般需要20或10以上的模块并联,但并联的模块过多,对模块之间的均流会带来一定的影响, 而且模块的可靠性并不随着模块的增加而增加, 一般并联的模块数量最好在10个以下。目前在电厂中大容量的直流充电电源采用相控电源的比较多，因此很有必要开发针对电厂用户的大容量开关整流充电电源。本文介绍的10kW 全桥移相ZVS PWM整流模块正是考虑了这种要求，它采用了加钳位二极管的ZVS－FB P WM直流变换技术，控制电路采用UC38专用全桥移相控制芯片，同时在轻载时采用了降低开关频率等技术，具有重量轻，效率高等优点。 2 整流模块主电路设计与参数计算 整流模块的主电路原理框图如图1所示，由输入EMI滤波器，整流滤波，ZVS全桥变换器，输出整流滤波和输出EMI滤波器等组成。 图1中由PQ1~PQ4开关管，钳位二极管D1,D2,谐振电感Lr,隔直电容CB，主变压器T 1以及吸收电阻和电容等组成全桥移相ZVS变换器，其中PQ1,PQ3为超前管，PQ2,PQ4为滞后管。PQ1（PQ3）超前PQ4(PQ2)一定的角度，即移相角。PQ1~PQ4采用IGBT单管并联组成，开关频率为25KHZ。

纸质桥梁设计方案

科技创新活动 题目：纸质桥梁模型制作 年级专业： 2011级水利水电工程 班级：一班 学生： * * *（组长） * * * * * * * * * * * * * * * 指导教师： * * * 日期： 2013年7月11日 城乡建设与工程管理学院

11级水利水电工程专业1班科技创新活动任务书 ——之纸质桥梁模型制作 1、桥梁模型要求： （1）桥梁模型总长度1000mm，制作误差不得超过10mm总宽度250mm，制作误差不得超过5mm，可采用多种桥梁型式。 （2）桥面须是水平的。 （3）桥的制造必须保证假设小车的正常通过。假设小车的尺寸是长30cm宽21cm高19cm的平板小车。 2、材料要求：A0绘图纸及白乳胶 3、加载方法：在桥梁跨中逐渐加载直至模型失效。失效标准为： （1）模型无法按照现场条件正确安装就位； （2）因模型的部件障碍或变形过大或模型发生破坏等原因，使得小车不能顺利到达彼岸。 （3）桥梁在加载的过程中最大挠度超过2.5cm。 （4）超出正常允许情形的其它失效情况。 4、分组要求：全班57人分成10组，其中7组6人，3组5人。 5、模型加载时间：星期四下午2点开始。 6、评分标准：本活动以锻炼学生的创新思维及团结协作为目的，评分根据学生的作品及在活动中的参与表现综合评分。

科技创新活动报告 ——纸质桥梁模型设计一、模型结构分析 (一)、材料力学性能分析 纸作为模型材料，其力学性能特点是受拉性能良好，抗撕裂能力差，抗弯压能力近似为零。将纸折成圆筒并用乳胶粘结后，可承受一定的压力，但受长细比的限制，多为压杆失稳状态的受力破坏。可承受少许弯矩。 乳胶的粘接性能：纸带对接时强度降低，纸带侧接时，强度较高，认为与母材强度相同。 (二)、构件力学性能 经过分析，纸卷成圆筒后，承拉能力远大于承压能力。在此构件力学性能分析的基础上，我们一致认为：方案应多选择为拉杆，压杆短而受力小，尽量不使其受弯矩。 二、设计方案分析 在模型结构分析的基础上，我们对以下几种设计方案进行了分析。 1.简支梁。简支梁受部分均布荷载。由于构件受弯是非常不利的，因此如果选用简支梁的形式，梁纵截面应选用鱼腹梁的形式。但制作难度大。如果梁为几片相同形状的纸粘接加厚而成，则侧面易失稳。因此不便采用。 2.拱形结构。拱桥最适于承受均布荷载，但在制作上较费材料。由于拱桥需要由很密的拱作片拼成，中间加肋，因此桥的自重较大，不便

纸桥的设计与制作

纸桥的设计与制作 纸桥的设计与制作（生活动手做） 在这个实验活动中，我们要 1、采取分组的活动形式，培养学生的合作精神和有序的工作能力；通过成品展示、竞赛等活动，培养学生的既合作又竞争意识； 2、在制作过程中，培养自己不畏艰难，不循旧规，敢于创新的精神。 3、学习科技制作、理解桥的主要结构的作用，通过纸桥的设计与制作在探索中理解，材料的强度与它的几何形状有关。 4、在纸的多种承重实验研究、纸桥设计等过程中要学会独立思考 5、培养学生与他人合作共同研究的能力。 6、通过对桥的造型设计，提高创作模型的技能、技巧及可观赏性。 7、学习简单的技术设计。 ◇活动内容 纸桥的设计与制作 ◇背景材料 1、知识背景： ⑴压力与压强 知道压力的概念，压力是指垂直压在物体表面上的力。 理解压强的的概念，压强是物体单位面积受到的压力。 固体的压强跟受力面积有关，截面积对压力有直接影响，截面积越大，压力越小 ⑵拱形桥：拱起了腰的纸条可以驮起一盒火柴，这说明，向上拱起的物体最能承受外来的压力，它的强度要比没有拱起时大。火柴盒压在纸拱桥上，给予纸拱的是一种静态外力，它和作用在装甲车上的子弹冲击力不同。纸拱桥这种抵抗静态外力的本领，就叫静强度。 我们的祖先很早就发现了拱形物体的这种性质，并且把它运用到建筑上去。各地发掘出的东汉古墓，多数有“拱”式结构，可见一千几百年前我国的筑拱技术已经相当普及了。现存的最古老的石拱桥是我国的赵州桥。赵州桥是隋朝石匠李春设计监造的，自公元616年建成，到现在已经有1300多年的历史了。这座石桥横跨在河北赵县城南洨河上，有着一个弧形的桥洞，犹如跨在河上的长虹。在漫长的岁月里，赵州桥经受了地震的摇撼，洪水的冲击，车马的压轧，仍然屹立在洨河上。（图一）赵州桥不但有个弧形的大拱，而且在桥肩还有4个小拱。当山洪暴发时，小拱可以把洪水泄走。赵州桥坚固的秘密正在拱上。我国科技人员和工人继承并发展了拱桥建筑的传统，运用现代强度理论以及工程学，创造了双曲拱桥。双曲拱桥的外形同一般的空腹式拱桥好像没有什么区别。但是你如果走到桥下一看，就会发现它的肚皮是凹的，好像由几条自行车的挡泥板拼起来的，真是拱中有拱。这种桥的优点是造价低，载重负荷大，施工方便，节省材料。宏伟的南京长江大桥的公路引桥便是这种双曲拱桥。（图二） 双曲拱比单曲拱能承受更大的载荷，主要是因为双曲拱不仅在一个方向上呈拱形，而且在与其垂直的另一方向也呈拱形。

IR2181S驱动芯片在全桥电路中应用设计和注意事项

IR2181S驱动芯片在全桥电路中应用设计和注意事项 摘要:三相全桥技术具有应用广泛,控制方便,电路简单等特点,因此,广泛应用于逆变电源,变频技术,电力电子等相关领域,但其功率MOSFET以及相关的驱动电路的设计直接与电路的可靠性紧密相关,如MOSFET的驱动电路设计不当,MOSFET很容易损坏,因此本文主要分析和研究了成熟驱动控制芯片IR2181S组成的电路,并设计了具体的电路,为提高MOSFET 的可靠性作一些研究,以便能够为设计人员在设计产品时作一些参考。关键 词:IR2181S驱动芯片;MOSFET;全桥电路;自举电路设计;吸收电路IR2181S的结构和驱动电路设计IR2181S是IR公司研发的一款专用驱动芯片电其内部结构参考图1:主要由:低端功率晶体驱动管,高端功率晶体驱动管,电平转换器,输入逻辑电路等组成。IR2181S优点是可靠性高,外围电路简单。它驱动的MOSFET高压侧电压可以达到600V,最大输出电流可达到1.9A(高端)2.3A(低端)。具体设计电路时如将MOSFET或IGBT 作为高压侧开关(漏极直接接在高压母线上)需在应用的时候需要注意以下几点: (1)栅极电压一定要比漏极电压高10-15V,作为高压侧开关时,栅极电压是系统中电压最高的。(2)栅极电压从逻辑上看必须是可控制的,低压侧一般是以地为参考点的,但在高端是就必须转换成高压侧的源极电位,相当于将栅极驱动的地悬浮在源极上,所以在实际应用中栅极控制电压是在母线电压之间浮动的。(3)栅极驱动电路吸收的功率不会显著影响整个电路的效率。图2是以IR2181S驱动芯片设计的三相全桥电路: 图2中应用到三个IR2181S驱动芯片每路驱动一组桥臂,提供高端和低端两路驱动信号(HO*,LO*),以第一路桥臂为例(其它同理):IR2181S输入是由DSP或其他专用驱动信号发生芯片产生的高端和低端两路驱动信号,经过2181输出同样也为两路,但经过2181内部处理后输出的信号和输入控制信号完全隔离,输出电流可以达到2A,上图中IR218S低端输出(LO1)驱动下管的信号是以直流母线侧负端为参考点,输出信号幅值大概在15V左右满足MOSFET开通要求。高端输出是以U1为参考基准,电位浮在母线上,当上端开通时IR2181S通过自举电路 (C4,C5)将电压举升到栅极开启电压值。其电压值约为: UG=U母线 15V 上述电路中(以Q2为例)电容C4,C5和自举二极管组成的泵电路,其中自举电容和自举二极管等参数都是要经过精密计算的,其工作原理和计算方法如下: (1)工作原理:当电路工作时Vs被拉倒地(输出接负载) 15V通过二极管给自举电容C4,C5充电也因此给Vs一个工作电压满足了电路工作。(2)参数设计:计算电容参数时应考虑到以下几点, ①MGT栅极电荷; ②高压侧栅极静态电流; ③2181内部电平转换电路电流; ④MGT G和S 之间的电流。(备注:因自举电路一般选择非电解电容设计时电容漏电流可以忽略。) 此公式给出了对自举电容电荷的最小要求; Q=2Qg Iqbs/f Qls Icbs/f 注:Qg为高端MOSFET栅极电荷。 f为系统工作频率。 Icbs为自举电容漏电流(本电路为非电解电容可忽略不计)。Qls为每个周期内电平转换电路对电荷的要求。(500/600V IC 为5nc 1200V IC为20nc)。Iqbs为高端驱动电路静态电流。上述计算的电荷量是保证芯片正常工作的前提条件,只有保证自举电容能提供足够的电荷和稳定的电压才不

1KW移相全桥变换器设计

课程设计 课程名称电力电子技术课程设计 题目名称1kW移相全桥直流变换器设计专业班级11级电气工程及其自动化学生姓名 学号 指导教师 二○一四年四月十三日 目录

一，设计内容和要求 (3) 1.1 主电路参数 (3) 1.2 设计内容 (3) 1.3 仿真波形 (3) 二，设计方案 (3) 2.1 主电路工作原理 (3) 2.2 芯片说明 (4) 2.2.1采用的芯片说明 (4) 2.2.2 UCC3895引脚说明 (5) 2.2.3 UCC3895工作原理 (6) 图2-4 基于ucc3895芯片的控制电路图 (8) 2.3控制电路设计 (8) 三，设计论述 (8) 3.1电路参数设计： (8) 3.1.1 主电路参数： (8) 3.1.2 变压器的设计 (9) 3.1.3 输出滤波电感的设计 (10) 3.1.4 功率器件的选择 (11) 3.1.5 谐振电感的设计 (12) 3.1.6 输出滤波电容和输入电容和选择 (13) 四，仿真设计 (14) 五，结论 (15) 六，参考文献 (16)

一，设计内容和要求 Vin=300VDC，Vo=48VDC，Po=1kW，fs=100kHz，输出电压纹波为0.1V 1.2 设计内容 主电路：选择开关管、整流二极管型号，计算滤波电感感值、滤波电容容值，谐振电感感值、占空比、变压器匝比等电路参数。 控制电路：UCC3895芯片周边元器件参数 1.3 仿真波形 给出仿真电路，得到仿真波形 二，设计方案 2.1 主电路工作原理 控制主要有两种：双极性控制和移相控制，本设计主要使用移相控制。由图2-2可见，电路结构与普通双极性PWM变换器类似。Q1、D1和Q4、D4组成超前桥臂、Q2、D2和Q3、D3组成滞后桥臂；C1～C4分别是Q1～Q4的谐振电容，包括寄生电容和外接电容；Lr是谐振电感，包括变压器的漏感；T副方和DR1、DR2组成全波整流电路，Lf、Cf组成输出滤波器，R1是负载。Q1和Q3分别超前Q4和Q2一定相位(即移相角)，通过调节移相角的大小来调节输出电压。由图2可见，在一个开关周期中，移相全桥ZVS PWM DC-DC变换器有12种开关模态，通过控制4个开关管Q1～Q4在A、B两点得到一个幅值为Vin的交流方波电压；经过高频变压器的隔离变压后，在变压器副方得到一个幅值为Vin／K的交流方波电压，然后通过由DR1和DR2构成的输出整流桥，得到幅值为Vin／K的直流方波电压。这个直流方波电压经过 Lf和Cf组成的输出滤波器后成为一个平直的直流电压，其电压值为Uo=DVin／K(D是占空比)。Ton是导通时间Ts是开关周期(T=t12-t0)。通过调节占空比D来调节输出电压Uo。

纸桥制作说明书

XX 学院 2012／2013学年第1学期 《力学综合训练》课程大作业报告 桥梁模型的设计与制作 院（系） XX 学院 专业班级 XX 班 学生姓名 Andy 组 别 第14组 指导老师 XXX 成 绩：(教师填写)______________ 2013年 01月 10日

课程大作业任务书 兹发给班学生课程大作业任务书，内容如下： 1. 设计题目：桥梁模型的设计与制作 2.应完成的项目： （1）模型设计摘要 （2）设计思路和特色的说明 （3）设计图纸（结构全图，重点部分可提供详图） （4）模型的照片 （5）本人在参赛组里的分工及本次活动的心得体会 （6）报告书写作 3. 参考资料以及说明： （1）力学综合训练要求 （2）《工程力学》，何庭惠、黄小清主编，华南理工大学出版社 （3）网上搜索“关于桥梁结构模型设计” 4. 本任务书于2012 年12 月24 日发出，应于2013 年1 月10 日前完成，然后进行考评。 指导教师签发2012 年12 月24 日

考核评语： 考核总评成绩： 指导教师签字： 年月

目录 摘要 0 一、设计思路和特色的说明 (1) 1.1设计思路 (1) 1.2特点 (2) 1.3纸桥制作原理 (2) 二、设计图纸 (3) 2.1设计图 (3) 2.2模型照片 (4) 摘要 为深入学习实践科学发展观，进一步解放思想，改革创新，推动创新型班级文化的建设进程,以综合实践活动为载体,宣传科技文化知识，丰富班级文化生活，提高我班学生文化素质，培养创新意识，激发创新思维。学校力学研究室拟定于

第十八和第十九周开展本学期素质教育活动，内容形式为“纸桥”模型制作比赛。桥梁模型要求为单跨，跨度不小于400mm，横截面宽度100至150mm之间，材料仅限于使用打印纸、透明胶纸和文具胶水，总质量不大于400克。 关键词：文化素质、设计竞赛、纸桥 一、设计思路和特色的说明 1.1设计思路： 利用平面桁架原理。桁架是平面结构中受力最合理的形式之一。 桁架由上弦、下弦、腹杆组成；腹杆的形式又分为斜腹杆、直腹杆；由于杆件本

全桥变换器主电路分析

全桥变换器主电路分析 王振存 2006.04 1.电源概述 本电源，额定电流1000A。主电路采用全桥拓扑结构，两路并联的供电方式。主电路原理框图如图1所示。 2. 输入整流滤波电路的设计 电源交流输入采用三相三线输入方式，经三相桥式整流器输出脉动直流，经直流母线滤波供给后级功率变换电路。输入整流电路如图2所示。 图 1 对图中元件说明如下： D1-D6：三相整流桥，PE：输入端保护熔断器，PV压敏电阻； R56缓起电阻，C5、C6、C7：共模滤波电容； KA：接触器，C8直流母线滤波电容： 为限制刚开始投入时电解电容充电产生的电流浪涌，在输入整流电路增加了缓起电路。具体工作原理是，电源经外部加电，此时A、C线电压经R56、R55、D1、D2、D5、D6给电容充电，直流母线电压慢慢上升，上升到辅助电源启动电压时，辅助电源工作控制板得电将接触器闭合，将R56、R55短路，缓起动过程结束。 输入滤波电容的选择过程如下：取整流滤波后的直流电压的最大脉动值为低

交流峰值电压的10％，按照下面步骤计算电容的容量： ● 输入电压的有效值%10380±V 即342V ～418V; ● 输入交流电压峰值：482V ～591V ； ● 整流滤波后直流电压的最大脉动值：V V 2.4810482％＝?; ● 整流后直流电压的范围：433.8V ～542.8V ； ● 电源总功率按50KW 计算则等效电阻为Ω== 76.350000 8.4332 L R ; ● 一般取放电时间常数τ=R L C=(3~5)T/6故最小电容F C μ265076 .301.0== ； 3. 全桥逆变电路工作状况分析 3.1 工作模态分析 电源由全桥逆变器和输出整流滤波电路构成。全桥逆变器的主电路如图2所示，由四功率管Q1~Q4及其反并二级管D1~D4,和输出变压器（L LK 为主变压器漏感），吸收电路，隔直电容等组成。 LD R V 图2 在一个开关周期中，电流连续的情况下，全桥变换器共有有4种开关模态。 在t0时刻，对应于图3（a ）。Q1、Q4导通。电压经Q1、Q4、C3、加到变压

移相全桥大功率软开关电源的设计

移相全桥大功率软开关电源的设计 移相全桥大功率软开关电源的设计 1引言 在电镀行业里，一般要求工作电源的输出电压较低，而电流很大。电源的功率要求也比较高，一般都是几千瓦到几十千瓦。目前，如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。 本文介绍的电镀用开关电源，输出电压从0~12V、电流从0~5000A连续可调，满载输出功率为60kW.由于采用了ZVT软开关等技术，同时采用了较好 的散热结构，该电源的各项指标都满足了用户的要求，现已小批量投入生产。 2主电路的拓扑结构 鉴于如此大功率的输出，高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构，整个主电路，包括：工频三相交流电输入、二极管整流桥、EMI滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC滤波器等。 隔直电容Cb是用来平衡变压器伏秒值，防止偏磁的。考虑到效率的问题，谐振电感LS只利用了变压器本身的漏感。因为如果该电感太大，将会导致过高 的关断电压尖峰，这对开关管极为不利，同时也会增大关断损耗。另一方面，还会造成严重的占空比丢失，引起开关器件的电流峰值增高，使得系统的性能降低。 图1主电路原理图 3零电压软开关 高频全桥逆变器的控制方式为移相FB2ZVS控制方式，控制芯片采用Unitrode公司生产的UC3875N。超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关，滞后桥臂在75%以上负载范围内实现了零电压软开关。图2为滞后桥臂IGBT的驱动电压和集射极电压波形，可以看出实现了零电压开通。

开关频率选择20kHz,这样设计一方面可以减小IGBT的关断损耗，另一方面又可以兼顾高频化，使功率变压器及输出滤波环节的体积减小。 图2IGBT驱动电压和集射极电压波形图 4容性功率母排 在最初的实验样机中，滤波电容C5与IGBT模块之间的连接母排为普通的功率母排。在实验中发现IGBT上的电压及流过IGBT的电流均发生了高频震荡，图3为满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。原因是并联在IGBT模块上的突波吸收电容与功率母排的寄生电感发生了高频谐振。满载运行一小时后，功率母排的温升为38℃，电容C5的温升为24℃。 图3使用普通功率母排时变压器初级电压、电流波形 为了消除谐振及减小功率母排、滤波电容的温升，我们最终采用了容性功率母排，图4为采用容性功率母排后满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。从图中可以看出，谐振基本消除，满载运行一小时后，无感功率母排的温升为11℃，电容C5的温升为10℃。 图4使用容性功率母排后变压器初级电压和电流波形 5采用多个变压器串并联结构，使并联的输出整流二极管之间实现自动均流为了进一步减小损耗，输出整流二极管采用多只大电流（400A）、耐高电压（80V）的肖特基二极管并联使用。而且，每个变压器的次级输出采用了全波整流方式。这样，每一次导通期间只有一组二极管流过电流。同时，次级整流二极管配上了RC吸收网络，以抑止由变压器漏感和肖特基二极管本体电容引起 的寄生震荡。这些措施都最大限度地减小了电源的输出损耗，有利于效率的提高。 对于大电流输出来说，一般要把输出整流二极管并联使用。但由于肖特基二极管是负温度系数的器件，并联时一般要考虑它们之间的均流。二极管的并联方