信噪比

1. 关于检测限（limit of detection, LOD）的定义:

在样品中能检出的被测组分的最低浓度（量）称为检测限，即产生信号（峰高）为基线噪音标准差k倍时的样品浓度，一般为信噪比（S/N）2:1或3:1时的浓度，对其测定的准确度和精密度没有确定的要求。目前，一般将检测限定义为信噪比（S/N）3:1时的浓度。

2. 计算公式为：

D=3N/S （1）式中：N——噪音; S——检测器灵敏度；D——检测限而灵敏度的计算公式为：

S=I/Q （2）式中：S——灵敏度；I——信号响应值；Q——进样量将式（1）和式（2）合

并，得到下式：

D=3N×Q/I (3)

式中：Q——进样量；N——噪音；I——信号响应值。I/N即为该进样量下的信噪比（S/N），

该信噪比可通过工作站对图谱进行自动分析获得，一般的色谱或质谱工作站都可进行信噪比分析计算。这样检测限的计算方法就变得非常方便了。

3. 计算方法：实际计算时，检出限有2种表示方法：一种是进样瓶中样品检测限，一种是针对原始样品的方法检出限。

1）对第一种检测限，只要知道进样量和信噪比即可计算。如进样瓶中样品浓度为1 mg/L,

在此浓度下的信噪比为300(由工作站分析获得)，则其检测限为：D =（3×1 mg L-1）/300 = 0.01 mg/L。也可用绝对进样量表示，若进样体积为10 ul，则其检测限为：D = 3×（1 mgL-1×10 ul）/300 = 0.1 ng。

2）对第二种表示方法，需同时考虑原始样品的取样量和提取样品的定容体积。仍按前述样

品计算，若取样量为5克，最后定容体积为5 mL，则方法检测限为：D = 0.01 mgL-1×5 mL/5

g = 0.01 mg/kg。即当原始样品中待检物质的浓度为0.01mg/kg时，若取样量为5g,样品经前处理后定容体积为5mL时,进样瓶中样品的浓度可达0.01mg/L（假定回收率为100%）,此时，在其它给定的分析条件下，能产生3倍噪声强度的信号。在实际检测工作中，第二种表示方法更为常见。

4.注意事项由式（3）可见，信噪比的大小直接关系到检测限的大小。信噪比计算方法的不同，其比值大小有很大不同，这与计算信噪比时基线噪声峰值的定义方式有关，一般有三种不同的定义：①峰/峰（peak to peak）信噪比，用某一段基线噪声的平均高度；②峰/半峰（half peak topeak）信噪比, 用某一段基线噪声平均高度的1/2；③均方根（RMS）信噪比，用某一段基线噪声的均方根值计算。除此之外，信噪比的计算结果还和所取噪声的位置有很大关系，取信号哪一侧基线的噪声，取多长一段基线上的噪声，计算结果都很不完全相同，有时相差甚远。一般多取样品峰两侧的噪声峰值计算。

ad信噪比分析及高分辨率

在雷达、导航等军事领域中,由于信号带宽宽(有时可能高于10MHz),要求ADC的采样率高于30MSPS,分辨率大于10位。目前高速高分辨率ADC器件在采样率高于10MSPS 时,量化位数可达14位,但实际分辨率受器件自身误差和电路噪声的影响很大。在数字通信、数字仪表、软件无线电等领域中应用的高速ADC电路,在输入信号低于1MHz时,实际分辨率可达10位,但随输入信号频率的增加下降很快,不能满足军事领域的使用要求。 针对这一问题,本文主要研究在不采用过采样、数字滤波和增益自动控制等技术条件下,如何提高高速高分辨率ADC电路的实际分辨率,使其最大限度地接近ADC器件自身的实际分辨率,即最大限度地提高ADC电路的信噪比。为此,本文首先从理论上分析了影响ADC信噪比的因素;然后从电路设计和器件选择两方面出发,设计了高速高分辨率ADC电路。经实测表明,当输入信号频率为0．96MHz时,该电路的实际分辨率为11．36位;当输入信号频率为14．71MHz日寸,该电路的实际分辨率为10．88位。 1 影响ADC信噪比因素的理论分析 ADC的实际分辨率是用有效位数ENOB标称的。不考虑过采样,当满量程单频理想正弦波输入时,实际分辨率可用下式表示： ENOB=[SINA0(dB)-1．76]／6．02 (1) 式中,SINAD表示ADC的信噪失真比,指ADC满量程单频理想正弦波输入信号的有效值与ADC输出信号的奈奎斯特带宽内的全部其它频率分量(包括谐波分量,但不包括直流允量)的总有效值之比。 ADC的信噪比SNR,指ADC满量程单频理想正弦波输入信号的有效值与ADC输出信号的奈奎斯特带宽内的全部其它频率分量(不包括直流分量和谐波分量)总有效值之比。

低信噪比检测总结

低信噪比检测技术算法总结 微弱信号检测技术是运用电子学、信息论、计算机和物理学等方法，研究被测信号和噪声的统计特性及其差别；采用一系列信号处理方法，从噪声中检测出有用的微弱信号，从而满足现代科学研究和技术应用需要的检测技术。 微弱信号检测特点是第一，在较低的信噪比中检测微弱信号。造成信噪比低的原因，一方面是由于特征信号本身十分微弱；另一方面是由于强噪声干扰使得信噪比降低。如在机械设备处在故障早期阶段时，故障对应的各类特征信号往往以某种方式与其它信源信号混合，使得特征信号相当微弱；同时设备在工作时，又有强噪声干扰。因此，特征信号多为低信噪比的微弱信号。第二，要求检测具有一定的快速性和实时性。工程实际中所采集的数据长度或持续时间往往会受到限制，这种在较短数据长度下的微弱信号检测在诸如通讯、雷达、声纳、地震、工业测量、机械系统实时监控等领域有着广泛的需求[3-5]。微弱特征信号检测方法日新月异，从传统的频谱分析、相关检测、取样积分和时域平均方法到新近发展起来的小波分析理论、神经网络、混沌振子、高阶统计量，随机共振等方法，在微弱特征信号检测中均有广泛的应用。 1 时域检测法 1.1 相关检测（可以再找找相关的论文补充一下） 相关检测是上世纪60年代发展起来的一门技术，最早的实用相关检测系统是1953年贝尔实验室的Bennett 等利用磁带记录仪技术实现，1961年，Weinreb 的文章描述了利用自相关法从随机噪声中提取周期信号。此后，人们进行了大量的工作，这项技术已经得到广泛的应用。 相关检测主要是对信号和噪声进行相关性分析，相关函数R(τ)是相关性分析的主要物理量。确定性信号的不同时刻取值一般都有较强的相关性；而对干扰噪声，因为其随机性较强，不同时刻取值的相关性一般较差。利用这一差异，把确定性信号和干扰噪声区分开来。 相关检测包括自相关法和互相关法，自相关法通过自相关函数度量同一个随机过程前后的相关性；而互相关法用互相关函数来度量两个随机过程间的相关性。相比自相关法，互相关法提取信号能力越强，对噪声抑制得较彻底[9]。通常，互相关是根据接收信号的重复周期或已知频率，在接收端发出与待测信号频率相同的参考信号，将参考信号与混有噪声的输入信号进行相关。互相关函数表达式为： 00()lim ()(t )T xy T R x y dt τττ→=-? 设待测信号为(t)S(t)n(t)x =+，其中S(t)为特征信号，n(t)为噪声。(t)y 为参考信号，()xy R τ为(t)x 和(t)y 信号的互相关函数，则互相关函数为： ()(t)y(t )(t)y(t )(t)y(t )()()xy Sy ny R E x E S E n R R ττττττ=-=-+-=+ 若(t)n 与(t)y 不相关，则0ny R =。 因此，()()xy ny R R ττ=，式中()Sy R τ为(t)S 信号和(t)y 参考信号的互相关函数。 在众多的信号检测方法中，相关检测室比较常用和有效的方法之一。利用相关检测技术对系统进行辨识的境地将首积分时间和信号带宽的影响。信号带宽越宽，积分时间越长，则精度越高。

LTE关于信噪比相关参数介绍

1. 参数RSRP 、RSSI 、RSRQ 、RS-CINR 在介绍LTE 一系列的相关文档中，出现了几个比较容易混淆的参数RSRP 、RSSI 、RSRQ 、RS-CINR ，这些参数关系到边缘场强、信噪比等指标，考虑到方案设计时这些指标的重要性，下面详细介绍这几个参数的意义。 2.RSRP （Reference Signal Receiving Power ）的介绍 在3GPP 的协议中，参考信号接收功率(RSRP)，定义为在考虑测量频带上，承载小区专属参考信号的资源粒子的功率贡献（以W 为单位）的线性平均值。 通俗的理解，可以认为RSRP 的功率值就是代表了每个子载波的功率值。 3. RSSI( Received Signal Strength Indicator)的介绍 在3GPP 的协议中，接收信号强度指示（RSSI ）定义为：接收宽带功率，包括在接收机脉冲成形滤波器定义的带宽内的热噪声和接收机产生的噪声。测量的参考点为UE 的天线端口。即RSSI （Received Signal Strength Indicator ）是在这个接收到Symbol 内的所有信号（包括导频信号和数据信号，邻区干扰信号，噪音信号等）功率的平均值。 虽然也是平均值，但是这里还包含了来自外部其他的干扰信号，因此通常测量的平均值要比带内真正有用信号的平均值要高。

4. RSRQ (Reference Signal Receiving Quality) 的介绍 在3GPP中有该参数的介绍，参考信号接收质量(RSRQ) i定义为比值N×RSRP/(E-UTRA carrier RSSI)，其中N表示 E-UTRA carrier RSSI 测量带宽中的RB的数量。分子和分母应该在相同的资源块上获得。 E-UTRA 载波接收信号场强指示（E-UTRA Carrier RSSI），由UE从所有源上观察到的总的接收功率（以W为单位）的线性平均，包括公共信道服务和非服务小区，邻仅信道干扰，热噪声等。如果UE使用接收分集，那么报告值应该不低于任一独立分集分支的相应RSRQ值。 从公式上推断，该数值用对数表示时，大部分情况是负值。即使来自外部的干扰为0或忽略不计，极限情况数值也是趋近与0的。 5.RS-CINR（Carrier to Interference plus Noise Ratio)的介绍 载波干扰噪声比，RS-CINR在终端定义为RS有用信号与干扰(或噪声或干扰加噪声)相比强度，路测中由UE测得。RS-SINR没有在3GPP进行标准化，所以目前仅在外场测试中要求厂家提供RS-CINR，且不同厂家在实现中可能会有一定偏差。具体计算数值如下RS-CINR=RSRP/(RS RSSI-RSRP)；或者可以说：下行RS的SINR = RS接收功率 /（干扰功率 + 噪声功率），干扰功率 = RS所占的RE上接收到的邻小区的功率之和。 通俗的理解，该比值类似于GSM系统中的C/I，即有用信号/无用的信号。从定义来看RSRP相当于WCDMA里CPICH的RSCP，RSRQ相当于CPICH Ec/No.

GPS的信噪比很高 定位时间却很长 排查之道

1.C/N值衡量的是你Rx Noise Figure能压多低不代表你定位速度就会快 换句话说有可能相关例如改变手握位置天线效率好定位速度就快我猜此时Wireless的C/N值应该有比较好 但也可能不相关就像你C/N有42 但反而定不到位 2. 但有一点肯定就是定位速度跟频偏量有关频偏量大定位速度就慢过大甚至会定不到位所以X’TAL就成了重要关键 3. 所以可以把X’TAL上方的Shielding Cover拔掉看看减少寄生效应 看定位速度会不会比较快因为可能测板端时 Shielding Cover的高度还算足够所以不会有严重的寄生效应 但是测Wireless时整机组起来 Housing往下挤压Shielding Cover的高度被压缩寄生效应变大 以至于Wireless的定位时间变慢 4. X’TAL的校正除了靠高通的XTT之外 跟基地台连接时X’TAL也会做自我校正 所以那些定位速度慢的Sample 可以先插Test Sim去跟CMW 500连接让他们做完自我校正之后看定位速度会不会快一点

5. 早期高通平台有一组NV 可以调负载电容值 NV_XO_TRIM_VALUES_I 可以调看看因为负载电容值会影响频偏量 6. 把Fail sample吹凉再去测因为X’TAL对温度很敏感 所以Shielding Cover拔掉若有改善另一个解释是加强散热 以致于频偏小了那当然定位速度就快 7. X’TAL本身来料有问题 若是这原因理论上应该板端的定位速度就会慢了 不会到Wireless才变慢 而且应该GSM / WCDMA / LTE的Frequency Error也会比较大可先确认是否PCB就无法定位了

信噪比

信噪比 来自维基 信噪比（通常简写为SNR 或S/N ）是科学和工程中常用的衡量信号受噪声干扰程度大小的物理量，定义为信号功率和噪声功率的比值。如果该比值大于1:1，说明信号比噪声强。信噪比不仅经常被用来衡量电信号，而且可以被用来衡量任何形式的信号（例如冰核间的同位素水平和细胞间的同位素信号）。 在非专业领域，信噪比比较了有用信号水平（例如音乐）和背景噪声水平。比值越高，背景噪声越平缓。 信噪比有时还用于表示通信或信息交流中有用信息和错误的或不相关信息的比值。例如，在线论坛或其他在线社区中，偏离话题的邮件和垃圾邮件就被当作是扰乱正常讨论信号的噪声。 1. 定义 信噪比定义为信号（有用信息）和背景噪声（不希望的信号）的功率比： signal noise P SNR P = 这里P 是平均功率。信号和噪声功率必须在系统相同的或等效的点上衡量，并且要在相同的系统带宽之内。如果信号和噪声的阻抗相同，那么信噪比可以通过计算幅度平方的比值来获得： 2 signal signal noise noise P A SNR P A ??== ??? 这里A 是均方根（RMS ）幅度（例如，均方根电压）。由于很多信号的动态范围很宽，信噪比经常用对数分贝值表示。信噪比的分贝值定义为 10,,10log signal dB signal dB noise dB noise P SNR P P P ??==- ??? 也可以用幅度比等效地写作 2101010log 20log signal signal dB noise noise A A SNR A A ????== ? ????? 信噪比的概念和动态范围紧密相关。动态范围衡量了信道中的最大不失真信号和最小可检测信号的比值，该比值大部分是用来衡量噪声水平的。信噪比衡量了任意的信号水平（不必是大部分可能的强信号）和噪声的比值。衡量信噪比需要选

基于信噪比的分析

基于信噪比理论的光电成像系统性能分析与评价 摘要 本文主要讨论了典型的固体光学成像系统的信噪比。通过对光学成像系统成像的各个过程的噪声来源，种类，性质进行了归纳总结，最后得出整个光电成像系统的信噪比。并简要的指明了信噪比在光电成像系统评价中的特点及优势。最后，从提高系统信噪比的角度，提出了几点改进系统成像质量的建议。 关键词：信噪比，光电成像 1.前言： 由于在目前的应用中，人们使用最多的都是固体成像器件，因此，以下的讨论中将主要考虑固体成像器件。在固体成像器件中，光电转换部分使用最为广泛的还应该属于光电二极管。即使是对于常见到的CCD以及CMOS固体成像器件，其像元中的光电转换部分多数还是与光电二极管的转换原理是一致的。所以，在接下来的讨论中，将以光电二极管作为光电转换器件的代表进行分析讨论。 2.光电成像器件的噪声来源： 通常，光电成像系统对某一目标物体的成像过程主要分为以下一个步骤：目标物体发出的辐射光线经过在大气中传播后，进入到光电成像系统的入瞳，入瞳处的辐射经过光学系统作用后到达光电转换器件的像面上进行曝光；然后，光电探测器将收集到的光信号转化为相应的电信号，而后输出到后续的电路中进行相应的信号处理；最终，最终输出可供目视判读的目标景物图像。 由于在整个光学成像系统工作的过程中，每一个过程都会伴随着噪声的干扰。因此，要分析整个系统的信噪比，就必须要对探测及成像过程中的每一个环节进行噪声的分析。其中，对于一个完整的系统来说，其误差来源可以分为外部误差来源和内部误差来源。 当光电成像系统进行工作时，所观察目标的辐射光线在到达光电系统的入瞳之前,由于大气层中的分子散射和气溶胶散射等原因的存在,造成了传播中的能 量衰减，此时，系统探测器像面上的曝光量由入瞳辐亮度、光学系统的相对孔径和透过率、探测器像元光敏面面积以及积分时间等参数共同决定。其中散射是造成辐射能量衰减的主要原因,最直接的结果将会是对光谱辐射透过率产生较大的 影响。当大气的散射作用对目标物发出的辐射作用很大时,就会使目标信号完全

几类信号信噪比的计算_百度上传

1，确知信号的信噪比计算 这里的“确知信号”仅指信号的确知，噪声可以是随机的。某些随机信号，例如幅度和相位随机的正弦波，如果能够准确估计出它的相位和幅度等参数也可以认为是“确知信号”。 接收到的确知信号通过减去确知信号的方法得到噪声电压或电流，高斯噪声的数学期望为0，方差除以或乘上电阻得到噪声功率。确知信号的大小的平方的积分除以或乘上电阻得到信号功率。信噪比等于这两个功率相除，因此可以不用考虑电阻的大小。 clear all; clc; SIMU_OPTION = 3 %%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%% 1, deterministic signal snr calc %%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%% if (SIMU_OPTION==1) SAM_LEN = 1e6; PERIOD = 1e3; SNR_DB = 30 signal = sin((1:SAM_LEN)*2*pi/PERIOD); signal_wgn = awgn(signal,SNR_DB,'measured'); wgn = signal_wgn - signal; snr_db_calc = 10*log10(var(signal)/var(wgn)) end

2，随机信号的信噪比计算 2.1，窄带信号加宽带噪声的信噪比计算 可以使用周期图FFT方法，即得到信号加噪声的功率谱，利用信号和噪声的频率特性，通过积分的方法将信号和噪声的功率计算出来，这样就得到信噪比。窄带信号是相对整个信号频率带而言。 %%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%% 2, sin signal + white gauss noise %%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%% if (SIMU_OPTION==2) SAM_LEN = 1e6; PERIOD = 1e3; SNR_DB = 30 signal = sin((1:SAM_LEN)*2*pi/PERIOD); signal_wgn = awgn(signal,SNR_DB,'measured'); signal_wgn_fft = fft(signal_wgn); signal_wgn_psd = (abs(signal_wgn_fft)).^2 / SAM_LEN; signal_wgn_psd_db = 10*log10(signal_wgn_psd); signal_wgn_psd = signal_wgn_psd(1:SAM_LEN/2); snr_db_calc = 10*log10(max(signal_wgn_psd)/(sum(signal_wgn_psd)-max(signal_wgn_psd) )) end

误码率和信噪比

摘要：比特误码率（RBE）是衡量一个通信系统优劣的重要指标之一。对如何利用System View仿真软件测试和生成一个通信系统的RBE测试曲线的实例进行了研究，并对此次仿真过程中的关键问题加以论述。 关键词：比特误码率；BCH码；卷积码；仿真 2误码率测试仿真原理及其仿真的关键问题 2.1误码率测试仿真原理 在仿真系统中，信道模拟成一个高斯噪声信道（AWGN），输入信号经过AWGN信道后在输出端进行硬判断，当带有噪声的接收信号大于判决电平时，输出判为1，此时的原参照信号如果为0，则产生误码。 为了便于对各个系统进行比较，通常将信噪比用每比特所携带的能量除以噪声功率谱密度来表示，即Eb/N0，对基带信号，定义信噪比为： 这里的A为信号的幅度（通常取归一化值），R=1/T是信号的数据率。在仿真过程中，为了能得到一个通信系统的RBE曲线，通常需要在信号源或噪声源后边加入一个增益图符来控制信噪比的大小，System View仿真时应用此种方法（在噪声源后面加入增益图符）。受控的增益图符需要在系统菜单中设置全局关联变量，以便每一个测试循环完成后将系统参数改变到下一个信噪比值，全局关联变量的设置方法在下述内容中介绍。 2.2全局关联变量的设置 当一个高斯噪声信道的RBE测试模型设置基本完毕后，并不能绘出完整正确的RBE/RSN 曲线，还必须将噪声增益控制与系统循环次数进行全局变量关联，使信道的信噪比（RSN）由0 dB开始逐步加大，即噪声逐步减小，噪声每次减小的步长与循环次数相关。设置的方法是：单击System View主菜单中的“Tools”选项，选择“Global Parameter Links”，这时出现如图1所示参数设置栏，在“Select System Token”中选择要关联的全局变量，图中选择了Gain 图符，如果设定每次循环后将信噪比递增1 dB，即噪声减小1 dB，则应在算术运算关系定义栏“Define Algebraic Relation F［Gi,Vi］”内将F［Gi,Vi］的值设置为-c1，这里c1为系统变量“Current System Loop”的系统循环次数。 2.3设置系统仿真时间 在进行系统仿真之前首先必须对定时参数进行设置，系统的定时设定直接影响着系统仿真的效果甚至仿真结果的正确性。同时，定时参数的设置也直接影响系统仿真的精度，因此选取定时参数必须十分的注意，这也是初学者应重点掌握的内容，采样速率过高增加仿真的时间，过低则有可能得不到正确的仿真结果。单击设计窗口工具栏上的系统定时按钮则弹出系统定时设定窗口。 在进行定时窗口设置时要注意以下几点：

什么是信噪比详解

信噪比详解 定义 信噪比,即SNR（Signal to Noise Ratio）又称为讯噪比，狭义来讲是指放大器的输出信号的电压与同时输出的噪声电压的比，常常用分贝数表示。设备的信噪比越高表明它产生的杂音越少。一般来说，信噪比越大，说明混在信号里的噪声越小，声音回放的音质量越高，否则相反。信噪比一般不应该低于70dB，高保真音箱的信噪比应达到110dB以上。 解析 信噪比是音箱回放的正常声音信号与无信号时噪声信号(功率)的比值。用dB表示。例如，某音箱的信噪比为80dB，即输出信号功率是噪音功率的10^8倍，输出信号标准差则是噪音标准差的10^4倍。信噪比数值越高，噪音越小。 “噪声”的简单定义就是：“在处理过程中设备自行产生的信号”，这些信号与输入信号无关。对于M P3播放器来说，信噪比都是一个比较重要的参数，它指音源产生最大不失真声音信号强度与同时发出噪音强度之间的比率称为信号噪声比，简称信噪比（Signal/Noise），通常以S/N表示，单位为分贝（d B）。对于播放器来说，该值当然越大越好。 目前MP3播放器的信噪比有60dB、65dB、85dB、90dB、95dB等等，我们在选择MP3的时候，一般都选择60dB以上的，但即使这一参数达到了要求，也不一定表示机子好，毕竟它只是MP3性能参数中要考虑的参数之一。 指在规定输入电压下的输出信号电压与输入电压切断时，输出所残留之杂音电压之比，也可看成是最大不失真声音信号强度与同时发出的噪音强度之间的比率，通常以S/N表示。一般用分贝（dB）为单位，信噪比越高表示音频产品越好，常见产品都选择60dB以上。 国际电工委员会对信噪比的最低要求是前置放大器大于等于63dB，后级放大器大于等于86dB，合并式放大器大于等于63dB。合并式放大器信噪比的最佳值应大于90dB，CD机的信噪比可达90dB 以上，高档的更可达110dB以上。信噪比低时，小信号输入时噪音严重，整个音域的声音明显感觉是混浊不清，所以信噪比低于80dB的音箱不建议购买，而低音炮70dB的低音炮同样原因不建议购买。用途 另外，信噪比可以是车载功放；光端机；影碟机；数字语音室；家庭影院套装；网络摄像机；音箱……等等，这里所说明的是MP3播放器的信噪比。 以dB计算的信号最大保真输出与不可避免的电子噪音的比率。该值越大越好。低于75dB这个指标，噪音在寂静时有可能被发现。AWE64 Gold声卡的信噪比是80dB，较为合理。SBLIVE更是宣称超过120dB的顶级信噪比。总的说来，由于电脑里的高频干扰太大，所以声卡的信噪比往往不令人满意。

信噪比定义

随机共振在信号检测中的研究与应用 广东工业大学博士学位论文万频 2011年6月 2.5随机共振的信噪比及信噪比增益测度 随机共振是某些非线性系统中噪声对信号增强起到积极作用的物理现象，很多时候人们更关心将随机共振应用到实际的信号检测与处理中，这就需要对随机共振所产生的积极作用有一个定量的精确描述，也就是说需要定义一些随机共振的测度。随机共振的测度根据研究侧重点以及信号检测和处理任务不同可选用信噪比、信噪比增益、谱功率放大系数、线性响应敏感度、互相关系数、驻留时间分布、检测概率、信息接收率、误码率与信道容量、Fisher信息量、互信息量、估计的均方误差等。在一般的信号检测和处理以及通信领域最常用到的还是信噪比与信噪比增益指标，这也是本文重要的研究内容。 2.5.1信噪比增益 一个系统对信号增强和改善作用的重要的衡量指标是信噪比增益，即系统输出端信噪比与输入端信噪比之比。在该指标大于1的情况下，才说明系统具有改善信噪比的作用。系统信噪比增益定义如下： 式中SNRgain为信噪比增益，SNRout为输出端信噪比，SNRin为输入端信噪比。 2.5.2信噪比 对于随机共振系统的信噪比定义，至今也没有统一认识。主要有两种定义，一种是源自于随机共振近似解析解推导过程中得到的信噪

比定义: 随机共振系统输入驱动信号为频率F0的正弦信号，其输出端信噪比为： 式中S(F0）为输出端F0频率的信号功率，N(F0）为输出端F0频率处的噪声功率谱。 另一种是信号检测与处理以及通信等领域中常用的信噪比定义： 式中S(F0）为F0频率的信号功率；P为系统总功率，包括信号功率和噪声功率，减去S(F0)后剩下的即为噪声功率。 两种信噪比定义的不同之处在于噪声功率的解释不同，前一种是局部噪声功率，而后一种是全部噪声功率。式(2.5.3)的定义被认为能更好更全面地描述信号与噪声的功率对比关系，更符合信号检测、通信等实际工程中信噪比的定义。由于进一步求解信噪比增益还需要计算输入端信噪比，而SNRin对应采用式(2.5.3)的定义，显然更能反映并未经过随机共振处理的信号和噪声的功率对比关系。因此，本文采用式(2.5.3)的信噪比定义。

信噪比

信噪比 简介 信噪比是音箱回放的正常声音信号与无信号时噪声信号(功率)的比值。用dB表示。例如，某音箱的信噪比为80dB，即输出信号功率是噪音功率的10^8倍，输出信号标准差则是噪音标准差的10^4倍，信噪比数值越高，噪音越小。 定义 “噪声”的简单定义就是：“在处理过程中设备自行产生的信号”，这些信号与输入信号无关。对于MP3播放器来说，信噪比都是一个比较重要的参数，它指音源产生最大不失真声音 信噪比 [1] 信号强度与同时发出噪音强度之间的比率称为信号噪声比，简称信噪比（Signal/Noise），通常以S/N表示，单位为分贝（dB）。对于播放器来说，该值当然越大越好。目前MP3播放器的信噪比有60dB、65dB、85dB、90dB、95dB等等，我们在选择MP3的时候，一般都选择60dB以上的，但即使这一参数达到了要求，也不一定表示机子好，毕竟它只是MP3性能参数中要考虑的参数之一。指在规定输入电压下的输出信号电压与输入电压切断时，输出所残留之杂音电压之比，也可看成是最大不失真声音信号强度与同时发出的噪音强度之间的比率，通常以S/N表示。一般用分贝（dB）为单位，信噪比越高表示音频产品越好，常见产品都选择60dB以上。

国际电工委员会对信噪比的最低要求 国际电工委员会对信噪比的最低要求是前置放大器大于等于63dB，后级放大器大于等于86dB，合并式放大器大于等于63dB。合并式放大器信噪比的最佳值应大于90dB，CD机的信噪比可达90dB以上，高档的更可达110dB以上。信噪比低时，小信号输入时噪音严重，整个音域的声音明显感觉是混浊不清，所以信噪比低于80dB的音箱不建议购买，而低音炮70dB 的低音炮同样原因不建议购买。 用途 另外，信噪比可以是车载功放；光端机；影碟机；数字语音室；家庭影院套 信噪比 装；网络摄像机；音箱……等等，这里所说明的是MP3播放器的信噪比。以dB计算的信号最大保真输出与不可避免的电子噪音的比率。该值越大越好。低于75dB这个指标，噪音在寂静时有可能被发现。AWE64 Gold声卡的信噪比是80dB，较为合理。SBLIVE更是宣称超过120dB的顶级信噪比。总的说来，由于电脑里的高频干扰太大，所以声卡的信噪比往往不令人满意。 编辑本段图像信噪比 简介 图像的信噪比应该等于信号与噪声的功率谱之比，但通常功率谱难以计算，

高频电路信噪比定义及其抑制措施

信噪比指标及测试方法？对于噪声抑制手段 “信噪比”指的是信号电压对于噪声电压的比值，通常用符号S/N来表示。由于在一般情况下，信号电压远高于噪声电压，比值非常大，因此，实际计算摄像机信噪比的大小通常都是对均方信号电压与均方噪声电压的比值取以10为底的对数再乘以系数20，单位用dB表示。一般摄像机给出的信噪比值均是在AGC （自动增益控制）关闭时的值，因为当AGC接通时，会对小信号进行提升，使得噪声电平也相应提高。CCD摄像机信噪比的典型值一般为45dB~55dB。 可在放大电路末端采用高精度噪声计测量，也可采用软件将A/D转换数据通过采样计算实现。 对噪声的抑制应从前向通道原理设计、软件设计、PCB设计、接线设计等方面入手。 原理设计应从电源噪声抑制、多级放大器设计、滤波设计考虑。1）电源噪声抑制：首先主电源应将100Hz以下接近工频干扰的噪声滤除，其次采用多路电源分别供电设计，区分数字电路、驱动电路、模拟电路、前置级小信号放大电路，小信号电路应采用多级滤波滤除各频段的高频噪声信号。2）采用低噪声多级放大电路，可以避免电源噪声和系统噪声的从一次前置放大器的一次放大，提高信噪比，另外尽量采用差分输入输出，降低共模干扰。3）系统噪声主要是高频噪声，传感器端也经常形成各种非信号频段的高低频干扰，应在前向通道电路适当添加各种高Q值信号滤波电路。4）另外一些专项电路常采用专用抗干扰设计，例如：CCD前向通道的相关双取样电路。 软件设计比较容易实现各频段的高Q值滤波，同时有些干扰信号与有效信号频段、幅值近似时，可采用软件算法实现去除干扰杂波并进行有效波形的拟合补偿，以保证整机的性能指标。 PCB设计主要是电磁兼容设计，主要从布局开始，将强弱信号电路，数字模拟电路尽量隔离分开，方便分开布线，电源/地线应分别布线，最后汇集在总电源，弱信号电路应尽量靠近总电源，弱信号线应尽量短、尽量加地线隔离，依据信号频段的不同合理选择信号线和电源线的宽度，并合理选择添加屏蔽罩。 接线设计应尽量合理走线，将强信号线与弱信号线隔离，弱信号线应尽量端并适当加屏蔽，并合理屏蔽接地。 另外在结构设计时应尽量采用常规电磁兼容、防静电设计手段，尽量将接口按强弱信号电路隔离设计，以方便PCB设计和接线设计。

GPS信号功率,信噪比和系统灵敏度

GPS信号功率，信噪比和系统灵敏度讨论（摘自网上论坛 (2009-12-15 12:40:30) 转载 标签： 噪声功率 gps 热噪声 灵敏度 it GPS信号功率，信噪比和系统灵敏度讨论 Arm720: 讨论这个议题的主要起因是：灵敏度（sensitivity）是如何确定的。[https://www.wendangku.net/doc/f88005735.html,] 问题：我们经常看到某些GPS芯片厂商宣称自己的芯片灵敏度是如何的高，但是根据对整个系统的分析可以看出系统的灵敏度主要取决于第一级LNA的设计，GPS产品的灵敏度取决于GPS芯片和放大器的设计，那么就带来下面的问题：[https://www.wendangku.net/doc/f88005735.html,] 1）系统的灵敏度是如何计算的？芯片的灵敏度对系统设计有什么影响？[https://www.wendangku.net/doc/f88005735.html,] 2）接收GPS信号的功率和信噪比是一个什么样的水平？[https://www.wendangku.net/doc/f88005735.html,] 3）如何按照信噪比，信号功率设计系统灵敏度？[https://www.wendangku.net/doc/f88005735.html,] [https://www.wendangku.net/doc/f88005735.html,] 这真是一篇超精华的帖子!感谢楼主和参与的所有人![5 2

jinfoxhe: R1 灵敏度的计算公式：S=-174dBm+10*log(BW)+Eb/N0+NF. BW一般为中频带宽，Eb/N0为芯片在一定误码的情况下解调需要的信噪比，NF为系统噪声系数。如果是扩频系统，还需要减去扩频增益。 2 对于GSM来说，其灵敏度一般为-110dBm左右(基站），和具体的配置有关系。从仿真来看，GSM的解调Eb/N0为4-5dB. 3 见1。 snow99: 好象在说GPS, 不是GSM, 虽然看起来很像 GPS RF BW: 2.046 MHz Modulation: BPSK Process Gain: 46 dB Thermal Noise Floor: kTB = -111 dBm/2.046MHz Required Eb/N0: 6 dB (不太清楚, 可以修正) Receiver NF: 3 dB (Typical) Sensitivity: -111 + 6 + 3 - 46 = -148 dBm 这只是一个大致结果, 考虑系统的其他算法以及Doppler校正, 最终灵敏度在-154 ~ -149之间 https://www.wendangku.net/doc/f88005735.html,] Arm720: 楼上朋友对灵敏度的描述已经非常清楚了，降低系统的信噪比和噪声系数能提高系统的灵敏度。那么对于设计来说是不是可以这么理解：

信噪比 - 概念

信噪比-概念 信噪比 信噪比的概念 信噪比是音箱回放的正常声音信号与无信号时噪声信号(功率)的比值。用dB表示。例如，某音箱的信噪比为80dB，即输出信号功率比噪音功率大80dB。信噪比数值越高，噪音越小。 “噪声”的简单定义就是：“在处理过程中设备自行产生的信号”，这些信号与输入信号无关。对于MP3播放器来说，信噪比都是一个比较重要的参数，它指音源产生最大不失真声音信号强度与同时发出噪音强度之间的比率称为信号噪声比，简称信噪比（Signal/Noise），通常以S/N表示，单位为分贝（dB）。对于播放器来说，该值当然越大越好。 它也指在规定输入电压下的输出信号电压与输入电压切断时，输出所残留之杂音电压之比，也可看成是最大不失真声音信号强度与同时发出的噪音强度之间的比率，通常以S/N表示。一般用分贝（dB）为单位，信噪比越高表示音频产品越好，常见产品都选择60dB以上。 国际电工委员会对信噪比的最低要求是前置放大器大于等于63dB，后级放大器大于等于86dB，合并式放大器大于等于63dB。合并式放大器信噪比的最佳值应大于90dB，CD机的信噪比可达90dB以上，高档的更可达110 dB以上。信噪比低时，小信号输入时噪音严重，整个音域的声音明显感觉是混浊不清，所以信噪比低于80dB 的音箱不建议购买，而低音炮70dB的低音炮同样原因不建议购买。 信噪比-意义

信噪比 信噪比的概念 信噪比是音箱回放的正常声音信号与无信号时噪声信号(功率)的比值。用dB表示。例如，某音箱的信噪比为80dB，即输出信号功率比噪音功率大80dB。信噪比数值越高，噪音越小。 “噪声”的简单定义就是：“在处理过程中设备自行产生的信号”，这些信号与输入信号无关。对于MP3播放器来说，信噪比都是一个比较重要的参数，它指音源产生最大不失真声音信号强度与同时发出噪音强度之间的比率称为信号噪声比，简称信噪比（Signal/Noise），通常以S/N表示，单位为分贝（dB）。对于播放器来说，该值当然越大越好。 它也指在规定输入电压下的输出信号电压与输入电压切断时，输出所残留之杂音电压之比，也可看成是最大不失真声音信号强度与同时发出的噪音强度之间的比率，通常以S/N表示。一般用分贝（dB）为单位，信噪比越高表示音频产品越好，常见产品都选择60dB以上。 国际电工委员会对信噪比的最低要求是前置放大器大于等于63dB，后级放大器大于等于86dB，合并式放大器大于等于63dB。合并式放大器信噪比的最佳值应大于90dB，CD机的信噪比可达90dB以上，高档的更可达110 dB以上。信噪比低时，小信号输入时噪音严重，整个音域的声音明显感觉是混浊不清，所以信噪比低于80dB 的音箱不建议购买，而低音炮70dB的低音炮同样原因不建议购买。

音频信噪比

音频信噪比 音频信噪比是指音响设备播放时，正常声音信号强度与噪声信号强度的比值。当信噪比低，小信号输入时噪音严重，在整个音域的声音明显变得浑浊不清，不知发的是什么音，严重影响音质。信噪比的大小是用有用信号功率（或电压）和噪声功率（或电压）比值的对数来表示的。这样计算出来的单位称为“贝尔”。实用中因为贝尔这个单位太大，所以用它的十分之一做计算单位，称为“分贝”。对于便携式DVD来说，信噪比至少应该在70dB（分贝）以上，才可以考虑。 信噪比，即SNR（Signal to Noise Ratio），又称为讯噪比。狭义来讲是指放大器的输出信号的电压与同时输出的噪声电压的比，常常用分贝数表示，设备的信噪比越高表明它产生的杂音越少。一般来说，信噪比越大，说明混在信号里的噪声越小，声音回放的音质量越高，否则相反。信噪比一般不应该低于70dB，高保真音箱的信噪比应达到110dB以上。 信噪比的测量及计算 通过计算公式我们发现，信噪比不是一个固定的数值，它应该随着输入信号的变化而变化，如果噪声固定的话，显然输入信号的幅度越高信噪比就越高。显然，这种变化着的参数是不能用来作为一个衡量标准的，要想让它成为一种衡量标准，就必须使它成为一个定值。于是，作为器材设备的一个参数，信噪比被定义为了“在设备最大不失真输出功率下信号与噪声的比率”，这样，所有设备的信噪比指标的测量方式就被统一起来，大家可以在同一种测量条件下进行比较了。信噪比通常不是直接进行测量的，而是通过测量噪声信号的幅度换算出来的，通常的方法是：给放大器一个标准信号，通常是0.775Vrms或2Vp-p@1kHz,调整放大器的放大倍数使其达到最大不失真输出功率或幅度（失真的范围由厂家决定,通常是10％，也有1％），记下此时放大器的输出幅Vs，然后撤除输入信号，测量此时出现在输出端的噪声电压，记为Vn，再根据SNR=20LG(Vn/Vs)就可以计算出信噪比了。Ps和Pn分别是信号和噪声的有效功率，根据SNR=10LG（Ps/Pn）也可以计算出信号比。 这样的测量方式完全可以体现设备的性能了。但是，实践中发现，这种测量方式很多时候会出现误差，某些信噪比测量指标高的放大器，实际听起来噪声比指标低的放大器还要大。经过研究发现，这不是测量方法本身的错误，而是这种测量方法没有考虑到人的耳朵对于不同频率的声音敏感性是不同的，同样多的噪声，如果都是集中在几百到几千Hz，和集中在20KHz以上是完全不同的效果，后者我们可能根本就察觉不到。因此就引入了一个“权”的概念。这是一个统计学上的概念，它的核心思想是，在进行统计的时候，应该将有效的、有用的数据进行保留，而无效和无用的数据应该尽量排除，使得统计结果接近最准确，每个统计数据都由一个“权”，“权”越高越有用，“权”越低就越无用，毫无用处的数据的“权”为0。于是，经过一系列测试和研究，科学家们找到了一条“通用等响度曲线”，这个曲线代表的是人耳对于不同频率的声音的灵敏度的差异，将这个曲线引入信噪比计算方法后，先兆比指标就和人耳感受的结果更为接近了。噪声中对人耳影响最大的频段“权”最高，而人耳根本听不到的频段的“权”为0。这种计算方式被称为“A计权”，已经称为音响行业中普遍采用的计算方式。 总谐波失真（THD） 信号的失真情况，通常使用THD也就是总谐波失真来表示，总谐波失真是指用信号源输入时，输出信号比输入信号多出的额外谐波成分。谐波失真是由于系统不是完全线性造成的，它通常用百分数来表示，也可以用dB来表示。在正常工作的情况下，输出信号中总的谐波电压有效值与总输出信号的电压有效值之比。所有附加谐波电平之和称为

计算信噪比

Q：怎样计算信噪比？ A：已经建立好信噪比的自定义字段后，即可进行计算，具体步骤如下： 1)单击鼠标左键进入“浏览项目”。 2)选择欲浏览数据所在的项目，然后单击“确定”，进入该项目。 3)在“通道”选项卡中选择欲处理的数据，单击（查 看）打开。 “查看”键“通道”选项卡 4)进入查看窗口，通过“文件－打开－处理方法”打开相应的处理方法。

5)按处理方法图标进入处理方法窗口。 6)在处理方法窗口里选择“适应性”选项卡。 钩选计算适应性结果。 在“空体积时间”栏内填入适当的空体积时间，如果不确定，并且不需要计算相对保留时间，可尝试填入1或者0.1。 在下部的“基线噪音和漂移测量”区域内，填入“运行时间百分比”以及“基线开始时间”与“基线结束时间”。 取用于平均的运行时间百分比 运行时间（在这段时间内平均数据点）的百分比。Empower 软件利用此数值来计算平均时间，其中“取用于平均的运行时间百分比”与“总运行时间”的积等于“平均时间”。软件将“平均时间”与“基线开始时间”相加，然后用“基线结束时间”减去所得结果数值，从而确定两个平均区域。平均计算只在平均区域进行。输入：0.1 到 50.0%。缺省值：5%。当“取用于平均的运行时间百分比”与“总运行时间”的积，也就是“平均时间”小于30秒（0.5分钟）时，则将噪音报告为空白。

基线开始时间（分） 漂移和噪音计算的开始时间。计算漂移时，系统在“基线结束时间”获取毫伏读数，然后用此读数减去“基线开始时间”读数，得出漂移值。计算噪音时，系统计算由“基线开始时间”和“基线结束时间”以及“取用于平均的运行时间百分比”参数指定的基线区域的噪音。缺省值：空白 - 软件以 0.00 分钟作为“基线开始”时间。 注：要使噪音计算有效，基线间隔内必须没有任何峰。 基线结束时间（分） 漂移和噪音计算的结束时间。计算漂移时，系统在“基线结束时间”获取毫伏读数，然后用此读数减去“基线开始时间”读数，得出漂移值。计算噪音时，系统计算由“取用于平均的运行时间百分比”参数以及“基线开始时间”和“基线结束时间”指定的基线区域的噪音。缺省值：空白 - 软件用运行时间作为“基线结束”时间。 在本例中： 条件 设置 总运行时间 8 分钟 取平均的运行时间百分比 8% 平均时间 8×8%＝0.64 分钟（>30秒） 基线开始 3.8 分钟 基线结束 4.8 分钟 7)设置参数后，保存处理方法，关闭处理方法对话框。 8)回到查看主窗口，单击积分快捷键进行积分，即可得到信噪比结果。 9)如需保存该结果，需在菜单中选择“文件－保存－结果”。该结果保存后即出现在“结 果”选项卡的列表中。

GPS信号功率,信噪比和系统灵敏度

GPS信号功率，信噪比和系统灵敏度讨论 Arm720: 讨论这个议题的主要起因是：灵敏度（sensitivity）是如何确定的。 问题：我们经常看到某些GPS芯片厂商宣称自己的芯片灵敏度是如何的高，但是根据对整个系统的分析可以看出系统的灵敏度主要取决于第一级LNA的设计，GPS产品的灵敏度取决于GPS 芯片和放大器的设计，那么就带来下面的问题： 1）系统的灵敏度是如何计算的？芯片的灵敏度对系统设计有什么影响？ 2）接收GPS信号的功率和信噪比是一个什么样的水平？ 3）如何按照信噪比，信号功率设计系统灵敏度？ 这真是一篇超精华的帖子!感谢楼主和参与的所有人! jinfoxhe: 1 灵敏度的计算公式：S=-174dBm+10*log(BW)+Eb/N0+NF. BW一般为中频带宽，Eb/N0为芯片在一定误码的情况下解调需要的信噪比， NF为系统噪声系数。如果是扩频系统，还需要减去扩频增益。 2 对于GSM来说，其灵敏度一般为-110dBm左右(基站），和具体的配置有关系。从仿真来看，GSM的解调Eb/N0为4-5dB. 3 见1。 snow99: 好象在说GPS, 不是GSM, 虽然看起来很像 GPS RF BW: 2.046 MHz Modulation: BPSK Process Gain: 46 dB Thermal Noise Floor: kTB = -111 dBm/2.046MHz Required Eb/N0: 6 dB (不太清楚, 可以修正) Receiver NF: 3 dB (Typical) Sensitivity: -111 + 6 + 3 - 46 = -148 dBm 这只是一个大致结果, 考虑系统的其他算法以及Doppler校正, 最终灵敏度在-154 ~ -149之间 Arm720: 楼上朋友对灵敏度的描述已经非常清楚了，降低系统的信噪比和噪声系数能提高系统的灵敏度。那么对于设计来说是不是可以这么理解： 1）根据灵敏度公式估算系统的接收灵敏度 2）根据估算的系统接收灵敏度计算对芯片接收灵敏度的要求 芯片接收的灵敏度反映了对前级放大器噪声系数和信噪比的设计要求。不知我的理解是否正确，如果是这样，估算的原则又是什么？那些参考书上有描述，我想详细的研究一下，多谢了！ 那位测试过GPS信号的朋友能说一下GPS信号的接收功率和信噪比吗？

有关信噪比计算方法

计算方法 软件根据最新的美国、欧洲和日本药典计算信噪比，公式如下 s/n = 2h/hn 其中 h = 与组分对应的峰高 hn = 在等于半高处峰宽的至少五倍 (USP) 或 20 倍（EP 和 JP）的距离内，观测到 的最大与最小噪音值之间的差值，并且，此段距离以空白进样的目标峰区域为中心。 可以指定是否使用处理方法的“适应性”选项卡中的“计算 USP、 EP 和 JP s/n”（以前为“计算 EP s/n”）复选框计算 USP、 EP 和 JP s/n。 也可以指定是否使用由空白进样中的峰区域计算的噪音值计算 USP s/n、EP s/n 和 JP s/n。每个峰的噪音区是唯一的。通过在各个峰的保留时间处将噪音区居中的相应空白进样来确定噪音区。指定半高处乘子参数，从而定义噪音区。 USP s/n 新的适应性峰字段 USP s/n 使用“美国药典”中的信噪比 (s/n) 公式计算。 USP s/n 计算 公式如下 2 峰高/ （噪音/缩放） 其中： 峰高 = 峰高的绝对值 噪音 = 峰的噪音值（峰到峰噪音） 缩放 = “缩放到微伏”值 缺省情况下，软件将 USP s/n 值报告为 6 位精度，不采用科学计数法也没有单位。 用于计算 USP s/n 的噪音值将根据“使用空白进样中位于峰区域内的噪音”选项的状态来确定： ?选中该选项时，软件用空白进样中所确定的峰到峰噪音计算每个峰的噪音值。该值针 对单个空白进样的相同通道中的区域进行计算。此区域以峰保留时间为中心，宽度等 于半高处峰宽乘以 USP 噪音区的半高处乘子值。软件在结果中将此噪音值报告为 USP 噪音。缺省情况下，软件将该值报告为 6 位精度，不采用科学计数法，单位为 “图单位”。 ?清除该选项后，软件将使用结果的峰到峰噪音值；不使用空白进样计算噪音。在处理 方法的“噪音和漂移”选项卡中，指定此区域的开始和结束时间。 在处理方法的“适应性”选项卡上，“USP s/n 噪音区的半高处乘子”字段的范围在 1 到99 之间，缺省为 5。当清除“使用空白进样中位于峰区域内的噪音”选项，并且药典选择为 JP 或 EP 时，该字段禁用。 EP s/n EP s/n 适应性峰字段使用“欧洲药典”中的信噪比 (s/n) 公式进行计算。 EP s/n 计算公式 如下 2 . （峰高 - （0.5 . 噪音/缩放））/（噪音/缩放） 其中： 峰高 = 峰高的绝对值 噪音 = 峰的噪音值（峰到峰噪音） 缩放 = “缩放到微伏”值 缺省情况下，软件将 EP s/n 值报告为 6 位精度，不采用科学计数法也没有单位。