开关电源(buck电路)

引言

设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源时，控制环路的设计是很重要的一个部分。而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。为了进行稳定性分析，有必要建立开关电源完整的小信号数学模型。在频域模型下，波特图提供了一种简单方便的工程分析方法，可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象，因此，用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型，而用该模型来解释大范围的扰动（例如启动过程和负载剧烈变化过程）并不完全准确。好在开关电源一般工作在稳态，实践表明，依据小信号扰动模型设计出的控制电路，配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后，完全能使开关电源的性能满足要求。开关电源一般采用Buck电路，工作在定频PWM控制方式，本文以此为基础进行分析。采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。

1 Buck电路电感电流连续时的小信号模型

图1为典型的Buck电路，为了简化分析，假定功率开关管S和D1为理想开关，滤波电感L为理想电感（电阻为0），电路工作在连续电流模式（CCM）下。R e为滤波电容C的等

效串联电阻，R o为负载电阻。各状态变量的正方向定义如图1中所示。

图1 典型Buck电路

S导通时，对电感列状态方程有

L=U in－ U o （1）

S断开，D1续流导通时，状态方程变为

L=－U o （2）

占空比为D时，一个开关周期过程中，式（1）及式（2）分别持续了DT s和（1－D）T s 的时间（T s为开关周期），因此，一个周期内电感的平均状态方程为

L=D(U in－U o)＋(1－D)(－U o)=DU in－U o（3）

稳态时，=0，则DU in=U o。这说明稳态时输出电压是一个常数，其大小与占空比D和输入电压U in成正比。

由于电路各状态变量总是围绕稳态值波动，因此，由式（3）得

L=(D＋d)(U in＋)－(U o＋) （4）

式（4）由式（3）的稳态值加小信号波动值形成。上标为波浪符的量为波动量，d为D 的波动量。式（4）减式（3）并略去了两个波动量的乘积项得

L=D＋dU in－（5）

由图1，又有

i L=C＋（6）

U o=U c＋R e C（7）

式（6）及式（7）不论电路工作在哪种状态均成立。由式（6）及式（7）可得

i L＋R e C=(U o＋CR o) （8）

式（8）的推导中假设R e<

i L＋＋R e C=〔U o＋＋CR o〕（9）

式（9）减式（8）得

＋R e C=(＋CR o)（10）

将式（10）进行拉氏变换得

(s)=（11）

一般认为在开关频率的频带范围内输入电压是恒定的，即可假设=0并将其代入式（5），将式（5）进行拉氏变换得

sL(s)=d(s)U in－(s) （12）

由式（11），式（12）得

=U in（13）

=·（14）

式(13)，式(14)便为Buck电路在电感电流连续时的控制－输出小信号传递函数。

2 电压模式控制（VMC）

电压模式控制方法仅采用单电压环进行校正，比较简单，容易实现，可以满足大多数情况下的性能要求，如图2所示。

图2中，当电压误差放大器（E/A）增益较低、带宽很窄时，V c波形近似直流电平，并有

D=V c/V s（15）

d=/Vs（16）

式（16）为式（15）的小信号波动方程。整个电路的环路结构如图3所示。

图3没有考虑输入电压的变化，即假设=0。图3中，（一般为0）及分别为电压给定与电压输出的小信号波动；K FB=U REF/U o，为反馈系数；误差e为输出采样值偏离稳态点的波动值，经电压误差放大器K EA放大后，得；K MOD为脉冲宽度调制器增益，K MOD=d/=1/V s；K PWR为主电路增益，K PWR=/d=U in；K LC为输出滤波器传递函数，K LC=。

图2 电压模式控制示意图和相关波形

图3 开关电源的电压模式控制反馈环路图

在已知环路其他部分的传递函数表达式后，即可设计电压误差放大器了。由于K LC提供了一个零点和两个谐振极点，因此，一般将E/A设计成PI调节器即可，K EA=K P(1＋ωz/s)。其中ωz用于消除稳态误差，一般取为K LC零极点的1/10以下；K P用于使剪切频率处的开环增益以－20dB/十倍频穿越0dB线，相角裕量略小于90°。

VMC方法有以下缺点：

1）没有可预测输入电压影响的电压前馈机制，对瞬变的输入电压响应较慢，需要很高的环路增益；

2）对由L和C产生的二阶极点（产生180°的相移）没有构成补偿，动态响应较慢。

VMC的缺点可用下面将要介绍的CMC方法克服。

3 平均电流模式控制（Average CMC）

平均电流模式控制含有电压外环和电流内环两个环路，如图4所示。电压环提供电感电流的给定，电流环采用误差放大器对送入的电感电流给定（V cv）和反馈信号（i L R s）之差进行比较、放大，得到的误差放大器输出V c再和三角波V s进行比较，最后即得控制占空比的开关信号。图4中R s为采样电阻。对于一个设计良好的电流误差放大器，V c不会是一个直流量，当开关导通时，电感电流上升，会导致V c下降；开关关断，电感电流下降时，会导致V c上升。电流环的设计原则是，不能使V c上升斜率超过三角波的上升斜率，两者斜率相等时

就是最优。原因是：如果V c上升斜率超过三角波的上升斜率，会导致V c峰值超过V s的峰值，在下个周波时V c和V s就可能不会相交，造成次谐波振荡。

图4 开关电源平均电流模式控制示意图

采用斜坡匹配的方法进行最优设计后，PWM控制器的增益会随占空比D的变化而变，如图5所示。

图5 PWM控制器增益与占空比变化关系图

当D很大时，较小的V c会引起D较大的改变，而D较小时，即使V c变化很大，D的改变也不大，即增益下降。所以有

d=D/V s（17）

不妨设电压环带宽远低于电流环，则在分析电流环时V cv为常数。当V c的上升斜率等于三角波斜率时，在开关频率f s处,电流误差放大器的增益G CA为

G CA=G CA(V o/L)R s=V s f s（18）

G CA=/(R s)=V s f s L/(U o R s)（19）

高频下，将式（14）分子中的“1”和分母中的低阶项忽略，并化简，得

(s)=（20）

由式（17）及式（20）有

==（21）

将式（19）与式（21）相乘，得整个电流环的开环传递函数为

·=（22）

将s=2πf c代入上式，并令上式等于1时，可得环路的剪切频率f c=f s/(2π)。因此，可将电流环等效为延时时间常数为一个开关周期的纯惯性环节，如图6所示。

图6 电流环的传递函数示意图

显然，当电流误差放大器的增益G CA小于最优值时，电流响应的延时将会更长。

G CA中一般要在f s处或更高频处形成一个高频极点，以使f s以后的电流环开环增益以－40dB/dec的斜率下降，这样虽然使相角裕量稍变小，但可以消除电流反馈波形上的高频毛

刺的影响，提高电流环的抗干扰能力。低频下一般要加一个零点，使电流环开环增益变大，减小稳态误差。

整个环路的结构如图7所示。其中K EA，K FB定义如前。可见相对VMC而言（参见图3），平均CMC消除了原来由滤波电感引起的极点（新增极点f s很大，对电压环影响很小），将环路校正成了一阶系统,电压环增益可以保持恒定，不随输入电压V in而变，外环设计变得更加容易。

图7 电压外环反馈环路图

4 峰值电流模式控制（Peak CMC）

平均CMC由于要采样滤波电感的电流，有时显得不太方便，因此，实践中经常采用一种变通的电流模式控制方法，即峰值CMC，如图8所示。电压外环输出控制量（V c）和由电感电流上升沿形成的斜坡波形(V s)通过电压比较器进行比较后，直接得到开关管的关断信号（开通信号由时钟自动给出），因此，电压环的输出控制量是电感电流的峰值给定量，由电感电流峰值控制占空比。

图8 峰值电流模式控制示意图

峰值CMC控制的是电感电流的峰值，而不是电感电流（经滤波后即负载电流），而峰值电流和平均电流之间存在误差，因此，峰值CMC性能不如平均CMC。一般满载时电感电流在导通期间的电流增量设计为额定电流的10％左右，因此，最好情况下峰值电感电流和平均值之间的误差也有5％，负载越轻误差越大，特别是进入不连续电流（DCM）工作区后误差将超过100％，系统有时可能会出现振荡现象。在剪切频率f c以下，由图6可知平均CMC的电流环开环增益可升到很高（可以>1000），电流可完全得到控制，但峰值CMC的电流环开环增益只能保持在10以内不变（峰值电流和平均值之间的误差引起），因此，峰值CMC更适用于满载场合。

峰值CMC的缺点还包括对噪音敏感，需要进行斜坡补偿解决次谐波振荡等问题。但由于峰值CMC存在逐周波限流等特有的优点，且容易通过脉冲电流互感器等简单办法复现电感电流峰值，因此，它在Buck电路中仍然得到了广泛应用。

5 结语

采用平均状态方程的方法可以得到Buck电路的小信号频域模型，并可依此进行环路设计。电压模式控制、平均电流模式控制和峰值电流模式控制方法均可用来进行环路设计，各有其优缺点，适用的范围也不尽相同。