BOOST变换器设计

1 总体设计思路

1.1设计目的

升压斩波电路是最基本的斩波电路之一，利用升压斩波电路可以实现对直流的升压变化。所以，升压斩波电路也可以认为是直流升压变压器，升压斩波电路的应用主要是以Boost变换器实现的。升压斩波电路的典型应用有：一、直流电动机传动，二、单相功率因数校正（Power Factor Correction PFC）电路，三、交直流电源。直流升压斩波电路的应用非常广泛，原理相对比较简单，易于实现，但是，设计一个性能较好变压范围大的Boost变换器并非易事，本设计的目的也就在于寻求一种性能较高的斩波变换方式和驱动与保护装置。

1.2实现方案

本设计主要分为五个部分：一、直流稳压电源（整流电路）设计，二、Boost 变换器主电路设计，三、控制电路设计，四、驱动电路设计，五、保护电路设计。直流稳压电源的设计相对比较简单，应用基本的整流知识，该部分并非本设计的重点，本设计的重点在于主电路的设计，主电路一般由电感、电容、电力二极管、和全控型器件IGBT组成，主电路的负载通常为直流电动机，控制电路主要是实现对IGBT的控制，从而实现直流变压。主电路是通过PWM方式来控制IGBT的通断,使用脉冲调制器SG3525来产生PWM的控制信号。设计主电路的输出电压为75V，本设计采用闭环负反馈控制系统，将输出电压反馈给控制端，由输出电压与载波信号比较产生PWM信号，达到负反馈稳定控制的目的。

图1-1 总电路原理框图

2直流稳压电源设计

2.1电源设计基本原理

在电子电路及设备中一般都需要稳定的直流电源供电。这次设计的直流电源为单相小功率电源，它将频率为50Hz、有效值为220V的单向交流电压转换为幅值稳压、输出电流为几十安以下的直流电压。其基本框图如下：

图2-1直流稳压电源基本框图

图 2-2 波形变换

2.1.1变压环节

由于直流电压源输入电压为220V电网电压，一般情况下，所需直流电压的数值远小于电网电压，因此需通过电源变压器降压后，再对小幅交流电压进行处理。变压器的电压比及副边电压有效值取决于电路设计和实际需要。

2.1.2整流环节

变压器变压器副边电压通过整流电路从交流电压转换为直流电压，即将正弦波电压转换为单一方向的脉动电压，半波整流电路和全波整流电路的输出波形如上图所画。可以看出，他们均含有较大的交流分量，会影响负载电路的正常工作；例如，交流分量将混入输入信号被放大电路放电，甚至在放大电路的输出端所混入的电源交流分量大于有用信号；因而不能直接作为电子电路的供电电源。应当指出，图中整流电路输出端所画波形是未接滤波电路时的波形，接入滤波电路后波形将有所变化。

2.1.3滤波环节

为了减小电压的脉动，需通过低通滤波电路滤波，使输出电压平滑理想情况下，应将交流分量全部滤掉，使滤波电路的输出电压仅为直流电压。对于稳定性不高的电子电路，整流、滤波后的直流电压可以作为供电电源。

本设计采用LC滤波电路，这种电路具有较强适应性，带负载能力较强。二极管的导通角 较大，整流管的冲击电流较小。

2.1.4稳压环节

虽然整流滤波电路能将交流电压变换成较为平滑的直流电压，但是，一方面，由于输入电压平均值取决于变压器副边电压的有效值，所以电网电压波动时，输出电压平均值也随之产生；另一方面，由于整流电路内阻存在，当负载变化时，内阻上的电压将产生变化。因此，整流滤波电路输出电压会随着电网电压的波动而波动，随着负载电阻的变化而变化。为了获得稳定性好的直流电压，必须采用稳压措施。

2.2稳压电源总电路设计

2.2.1总电路图

Rl 图 2-3稳压源主电路

2.2.2电路工作原理

变压电路将220V市电经过电源变压器降压后，变成15V左右的低幅交流电。再通过整流电路将交流电流整流，将正弦波电压变成单一方向的脉动电压。然后通过LC滤波电路滤波，是输出电压平缓。最后通过稳压电路稳定输出电压，采

用具有放大环节的串联型稳压电路稳定输出电压，该电路可调节输出电压，集成运放工作在深度负反馈，输出电阻趋于零，因而电压相当稳定。

2.2.3直流稳压电源的相关参数

对于直流稳压电源的设计，要考虑到其中几项重要参数，如输出电压，输出电流的平均值，以及脉动稳定系数等。对于输入电压，稳压管和限流电阻的选择也是不可忽视的。在此章节对其进行相关计算和总结。

（1).输出电压平均值就是负载电阻上电压的平均值)(AV O U 。

)(AV O U =

?

π

2π

212U sin ωtd(ωt)

推导计算得

)(AV O U =

π

22

U ≈0.452U 负载电流的平均值)(AV O I =

L

AV O R U )

(≈

L

R U 2

45.0

将整流输出电压的基波峰值M U 01与输出电压平均值)(AV O U 之比定义为整流输出电压的脉动系数S ，即可得出：S=M U 01/)(AV O U

则单项桥式整流电路，输出电压的平均值

)(AV O U =

?

π

2π

1

2U sin ωtd(ωt) =

π

222

U ≈0.92U 由此推出输出电流的平均值 )(AV O I =L

AV O R U )

(≈

L

R U 2

9.0

（2)滤波电路输出电压平均值

)

(AV O U =

)

41(22C

R T

U L -

由此可推出脉动系数)14/(1-=T

C

R S L （3）对于任何稳压电路，均可用稳压系数

r

S 和输出电阻

0R 来描述其

稳压性能。

r

S 定义为负载一定时稳压电路输出电压相对变化量与其输入电压

相对变化量之比，即

==L R I

r U U S |/ΔU /ΔU I 0

0常数

=?=L R |ΔU ΔU U U I

001

常数

r S 表示电网电压波动的影响，其值愈小，电网电压变化时输出电压的变

化愈小。式中I U 为整流滤波后的电流电压。 稳压电路输入电压I U 的选择 一般选取

I U =（2~3）0U

0R 为输出电阻，是稳定电路输入电压输入一定时输出电压变化量与输出电流变化量之比，即

0ΔI ΔU =R

0R 表示负载电阻对稳定性能的影响。

3 Boost 主电路设计

3.1 Boost 电路工作原理

当开关S 在位置a 时，如图5所示电流i L 流过电感线圈L ，电流线性增加，电能以磁能形式储在电感线圈L 中。此时，电容C 放电，R 上流过电流I o ，R 两端为输出电压V o ，极性上正下负。由于开关管导通，二极管阳极接V s 负极，二极管承受反向电压，所以电容不能通过开关管放电。开关S 转换到位置b 时，构成电路如2(b)所示，由于线圈L 中的磁场将改变线圈L 两端的电压极性，以保持i L 不变。这样线圈L 磁能转化成的电压V L 与电源V s 串联，以高于V o 电压向电容C 、负载R 供电。高于V o 时，电容有充电电流；等于V o 时，充电电流为零；当V o 有降压趋势时，电容向负载R 放电，维持V o 不变。

C

R

C

L

D

Q

Vin

i L

i O

i C

3.1.3 电路各点波形

v L

i D i Q

i L

v

Toff

v i L i Q i D v L

电感电流连续 电感电流不连续

3.1.4电感电流连续与不连续之分析

,

3.1.5主电路参数分析

主电路中需要确定参数的元器件有IGBT 、二极管、直流电源、电感、电阻值的确定，其参数确定过程如下。

（1）对于电源，要求输入电压为10-30V ，且连续可调。其直流稳压电源模块的设计已在前面完成。所以该直流稳压电源作为系统电源。

（2）对于电阻，因为当输出电压为75V 时，输出电流为0.1-1A 。所以由欧姆定律

可得负载电阻值为 ，可得到电路电阻应该在Ω-15015。

（3)对于IGBT 的选择，由图4易知当IGBT 截止时，回路通过二极管续流，此时IGBT 两端承受最大正压为30V ；而当α=1时，IGBT 有最大电流，其值为1A 。故需选择集电极最大连续电流Ic>1A ，反向击穿电压Bvceo>30V 的IGBT 。而一般的IGBT 基本上都可以满足这个要求。

（4)对于二极管的选择，当α=1时，其承受最大反压30V ；而当α趋近于1时，其承受最大电流趋近于1A ，故需选择额定电压大于30V ，额定电流大于1A 的二极管。

（5)主电路的设计除了要选择IGBT 和二极管，还需要确定电感的参数，但电感参数的计算是非常复杂的，在此对电感不予计算，认定电感值L 很大。

4 控制电路设计

4.1 PWM 控制芯片SG3525

随着电能变换技术的发展，功率MOSFET 在开关变换器中开始广泛使用，为此美国硅通用半导体公司（Silicon General ）推出SG3525。SG3525是用于驱动N 沟道功率MOSFET 。其产品一推出就受到广泛好评。SG3525系列PWM 控制器分军品、 工业品、民品三个等级。下面我们对SG3525特点、引脚功能、电气参数、工作原理以及典型应用进行介绍。

SG3525是电流控制型PWM 控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误 差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环和电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压 调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型控制器。

d

M I E U R -=0

SG3525引脚图

1.Inv.input(引脚1)：误差放大器反向输入端。在闭环系统中，该引脚接反馈信号。在开环系统中，该端与补偿信号输入端（引脚9）相连，可构成跟随器。

2.Noninv.input(引脚2)：误差放大器同向输入端。在闭环系统和开环系统中，该端接给定信号。根据需要，在该端与补偿信号输入端（引脚9）之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型的调节器。

3.Sync(引脚3)：振荡器外接同步信号输入端。该端接外部同步脉冲信号可实现与外电路同步。

4.OSC.Output(引脚4)：振荡器输出端。

5.CT(引脚5)：振荡器定时电容接入端。

6.RT（引脚6）：振荡器定时电阻接入端。

7.Discharge(引脚7)：振荡器放电端。该端与引脚5之间外接一只放电电阻，构成放电回路。

8.Soft-Start(引脚8)：软启动电容接入端。该端通常接一只5 的软启动电容。

https://www.wendangku.net/doc/8010495070.html,pensation(引脚9)：PWM比较器补偿信号输入端。在该端与引脚2之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器。

10.Shutdown(引脚10)：外部关断信号输入端。该端接高电平时控制器输出被禁止。该端可与保护电路相连，以实现故障保护。

11.Output A（引脚11）：输出端A。引脚11和引脚14是两路互补输出端。

12.Ground(引脚12)：信号地。

13.Vc(引脚13)：输出级偏置电压接入端。

14.Output B（引脚14）：输出端B。引脚14和引脚11是两路互补输出端。

15.Vcc（引脚15）：偏置电源接入端。

16.Vref(引脚16)：基准电源输出端。该端可输出一温度稳定性极好的基准电压。特点如下：

（1）工作电压范围宽：8—35V。

（2）5.1（1 1.0%）V微调基准电源。

（3）振荡器工作频率范围宽：100Hz—400KHz.

（4）具有振荡器外部同步功能。

（5）死区时间可调。

（6）内置软启动电路。

（7）具有输入欠电压锁定功能。

（8）具有PWM琐存功能，禁止多脉冲。

5.1.1 IGBT对驱动电路的要求

（1）触发脉冲要具有足够快的上升和下降速度，即脉冲前后沿要陡峭；

（2）栅极串连电阻Rg要恰当。Rg过小，关断时间过短，关断时产生的集电极尖峰电压过高；Rg过大，器件的开关速度降低，开关损耗增大；

（3）栅射电压要适当。增大栅射正偏压对减小开通损耗和导通损耗有利，但也会使管子承受短路电流的时间变短，续流二极管反向恢复过电压增大。因此，正偏压要适当，通常为+15V。为了保证在C-E间出现dv/dt噪声时可靠关断，关断时必须在栅极施加负偏压，以防止受到干扰时误开通和加快关断速度，减小关断损耗，幅值一般为-（5～10）V；

（4）当IGBT处于负载短路或过流状态时，能在IGBT允许时间内通过逐渐降低栅压自动抑制故障电流，实现IGBT的软关断。驱动电路的软关断过程不应随输入信号的消失而受到影响。

5.1.2驱动芯片EXB841的控制原理

EXB841的驱动电路主要有三个工作工作过程：正常开通过程、正常关断过程和过流保护动作过程。14和15两脚间外加PWM控制信号，当触发脉冲信号施加于14和15引脚时，在GE两端产生约16V的IGBT开通电压；当触发控制脉冲撤销时，在GE两端产生-5.1V的IGBT关断电压。过流保护动作过程是根据IGBT的CE极间电压Uce的大小判定是否过流而进行保护的，Uce由二极管Vd7检测。当IGBT 开通时，若发生负载短路等发生大电流的故障，Uce会上升很多，使得Vd7截止，EXB841的6脚“悬空”，B点和C点电位开始由约6V上升，当上升至13V时，Vz1被击穿，V3导通，C4通过R7和V3放电，E点的电压逐渐下降，V6导通，从而使IGBT的GE间电压Uce下降，实现软关断，完成EXB841对IGBT的保护。射极电位为-5.1V，由EXB841内部的稳压二极管Vz2决定。

作为IGBT的专用驱动芯片，EXB841有着很多优点，能够满足一般用户的要求。但在大功率高压高频脉冲电源等具有较大电磁干扰的全桥逆变应用中，其不足之处也显而易见。

（1）过流保护阈值过高。通常IGBT在通过额定电流时导通压降Uce约为3.5V，而EXB841的过流识别值为7.5V左右，对应电流为额定电流的2～3倍，此时IGBT 已严重过流。

（2）存在虚假过流。一般大功率IGBT的导通时间约为1μs左右。实际上，IGBT 导通时尾部电压下降是较慢的。实践表明，当工作电压较高时，Uce下降至饱和导通时间约为4～5μs，而过流检测的延迟时间约为2.7μs.因此，在IGBT开通过程中易出现虚假过流。为了识别真假过流，5脚的过流故障输出信号应延迟5μs，以便保护电路对真正的过流进行保护。

（3）负偏压不足。EXB841使用单一的20V电源产生+15V和-5V偏压。在高电压大电流条件下，开关管通断会产生干扰，使截止的IGBT误导通。

（4）过流保护无自锁功能。在过流保护时，EXB841对IGBT进行软关断，并在5脚输出故障指示信号，但不能封锁输入的PWM控制信号。

（5）无报警电路。在系统应用中，IGBT发生故障时，不能显示故障信息，不便于操作。

针对以上不足，可以考虑采取一些有效的措施来解决这些问题。以下结合实际设计应用的具体电路加以说明。

5.2 驱动电路基本原理

如图所示，其工作电源为独立电源20±1V，内部含有-5V稳压电路，为ICBT 的栅极提供+15V的驱动电压，关断时提供-5V的偏置电压，使其可靠关断。当脚15和脚14有10mA电流通过时，脚3输出高电平而使IGBT导通；而当脚15和脚14无电流通过时，脚3输出低电平使ICBT关断；若ICBT导通时，若承受

V随电流的增大迅速上升，脚6悬空，脚3电位开始下降，短路电流，则其电压

ce

从而逐渐关断ICBT。

图5-1 EXB841内部结构图

利用EXB841驱动芯片设计其驱动电路原理图如图所示，两个47uf电容用于吸收噪音，在脚3输出脉冲的同时，通过快速二极管VD1检测IGBT的CE 间的电压。当Vce>7V时，过流保护电流控制运算放大器，使其输出软关断信号，将脚3输出电平降为O。因EXB841无过流自锁功能，所以外加过流保护电路，一旦产生过流，可通过外接光耦TLP521将过流保护信号输出至控制电路，经过一定延时，以防止误动作和保证进行软关断，然后由触发器锁定，实现保护，将上图与下图联系起来即可得到电路的控制驱动部分。

利用EXB841驱动芯片可画出其驱动电路原理图如下图所示。

图5-2驱动电路原理图

如图5-2所示，两个47uf电容用于吸收高频噪音，在脚3输出脉冲的同时，通过快速二极管VD1检测IGBT的CE间的电压。当Vce>7V时，过流保护电流控制运算放大器，使其输出软关断信号，将脚3输出电平降为O。因EXB841无过流自锁功能，所以外加过流保护电路，一旦产生过流，可通过外接光耦TLP521将过流保护信号输出至控制电路，经过一定延时，以防止误动作和保证进行软关断，然后由触发器锁定，实现保护，将图6与图8联系起来即可得到电路的控制驱动部分。

6 保护电路设计

6.1 过电压保护电路

对于IGBT开关速度较高，IGBT关断时及FWD逆向恢复时，产生很高的di/dt，由于模块周围的接线的电感，就产生了L di/dt电压.关断浪涌电压关断浪涌电压，因IGBT关断时，主电路电流急剧变化，在主电路分布电感上，就会产生较高的电压，抑制方法的方法主要有：

（1）在IGBT中装有保护电路（=缓冲电路）可吸浪涌电压。缓冲电路的电容，采用薄膜电容，并靠近 IGBT配置，可使高频浪涌电压旁路。

调整IGBT的驱动电路的V

CE 或R

C

，使di/dt最小，尽量将电件电容靠近IGBT安

装，以减小分布电感，采用低阻抗型的电容效果更佳。

（2）为降低主电路及缓冲电路的分布电感，接线越短越粗越好，用铜片作接线效果更佳。在此基础上选择缓冲电路，由于缓冲电路的种类繁多，在这里我选用RCD缓冲电路，作为对IGBT的保护，其特点如下：

关断浪涌电压抑制效果好。

（3）与Rc缓冲电路不同。因加了缓冲二极管使缓冲电阻变大，因而避开了开通时IGBT功能受到限制的问题。

（4）缓冲电路中的损耗（主要由缓冲电阻产生）非常大，因而不适用于高频开关用途。

图6-1 保护缓冲电路图

6.2过电流保护电路

一旦发生短路，IGBT的集电极增加到既定的直，则C—E间的电压急剧增加。根据这种特性，可以将短路时的集电极电流降到一定数值以下，但是在IGBT上还有外加的高电压，大电流的大负载，必须在尽量短的时间内解除。从发生短路起到电源切断的时间也受限制，其产生的原因主要有：

（1）晶体管或二极管的破坏。

（2）控制电路，驱动电路的故障或由于杂波产生的误动作。

（3）配线工作等人为失误以及负荷绝缘的破坏。

过流保护的方法比较多，比较简单的方法是一般采用添加FU熔断器来限制电流的过大，防止IGBT的破坏和对电路中其他元件的保护。

图6-2总电路图

结论

本设计分为五个设计模块，分别是：

（1）整流电路设计；

（2） Boost斩波主电路设计；

（3）控制电路设计；

（4）驱动电路设计；

（5）保护电路设计；

通过对直流稳压电源部分，Boost主电路，控制电路以及驱动电路的设计，得到了设计的总体电路，图参见附录。在总电路图中，直流稳压电源部分输出10-30V的直流电供给Boost电路，在Boost主电路里，负载输出恒定为75V，全控型器件选用IGBT；电路采用的是PWM控制方式，控制脉冲由集成脉宽调制器SG3525产生，Boost电路输出电压反馈给控制电路，起到控制占空比的目的；控制信号需要经过驱动电路才能起到控制IGBT的目的，驱动电路是由驱动芯片EXB841构成；电路中还包括了IGBT的缓冲保护电路，对电路的过电流与过电压起到了很好的抑制作用。

心得体会

通过近一个星期的电力电子课程设计，我学到了很多，不仅是在电力电子方面的知识，还有文献的检索和自学能力都有了很大的提高。在课程设计期间我也遇到了很多的困难，同学们在一起共同探讨，解决了很多问题，同时也学得到了很多的课外知识。锻炼了自己的自学能力。

刚开始设计的时候感觉非常难，自己从书本上学的知识远远不够，我就到学校图书馆查相关资料，在网上数据库检索相关文献，在文献的检索过程中我学到了很多课堂上学不到的东西。由于大多数文献都是超出了我们的知识范围，所以看起来非常困难，自己也是硬着头皮去看，当看懂一些时感觉自己非常充实。

在这次电力电子课程设计后，我也深刻感到自己在相关方面知识的薄弱，比如在绘图和仿真方面，自己都是现学现卖，但这总不是长久之计，在以后的学习过程中我要不断加大自己的学习深度，在自主学习过程中充实自己。

参考文献

[1]王兆安,刘进军, 《电力电子技术》北京:机械工业出版社, 2009.5

[2] 石玉, 《电力电子技术题例与电路设计指导》北京: 机械工业出版社,2003

[3]陈晓平，李长杰《MATLAB及其在电路与控制理论中的应用》合肥：中国科技大学出版社，2004.9

[4]赵良炳, 《现代电力电子技术基础》北京:清华大学出版社,1995

[5]丁道宏《电力电子技术》北京：航空工业出版社，1992

确定准谐振反激式变换器主要设计参数的实用方法

确定准谐振反激式变换器主要设计参数的实用方法 准谐振反激式变换器(Flyback Converter)由于能够实现零电压开通，减少了开关损耗，降低了EMI噪声，因此越来越受到电源设计者的关注。但是由于它是工作在变频模式，因此导致诸多设计参数的不确定性。如何确定它的工作参数，成为设计这种变换器的关键，本文给出了一种较为实用的确定方法。 近年来，一些著名的国际芯片供应商陆续推出了准谐振反激式变换器的控制IC，例如安森美的NCP1207、IR公司的IRIS40XX系列、飞利浦的TEA162X系列以及意法半导体的L6565等。正如这些公司宣传的那样，在传统的反激式变换器当中加入准谐振技术，既可以实现开关管的零电压开通，从而提高了效率、减少了EMI噪声，同时又保留了反激式变换器所固有的成本低廉、结构简单、易于实现多路输出等优点。因此，准谐振反激式变换器在低功率场合具有广阔的应用前景。但是，由于这种变换器的工作频率会随着输入电压及负载的变化而变化，这就给设计工作(特别是变压器的设计)造成一些困难。本文将从工作频率入手，详细阐述如何确定准谐振反激式变换器的几个主要设计参数：最低工作频率、变压器初级电感量、折射电压、初级绕组的峰值电流等。 图1是准谐振反激式变换器的原理图。其中： L P为初级绕组电感量，L LEAK为初级绕组漏感量， R P是初级绕组的电阻，C P是谐振电容。 由图1可见，准谐振反激式变换器与传统的反激 式变换器的原理图基本一样，区别在于开关管的 导通时刻不一样。图2是工作在断续模式的传统 反激式变换器的开关管漏源极间电压V DS的波 形图。这里V IN是输入电压，V OR为次级到初级 图1：准谐振反激式变换器原理图。 的折射电压。 由图2可见，当副边绕组中的能量释放完毕之后(即变压器磁通完全复位)，在开关管的漏极出现正弦波振荡电压，振荡频率由L P、C P决定，衰减因子由R P决定。对于传统的反激式变换器，其工作频率是固定的，因此开关管再次导通有可能出现在振荡电压的任何位置(包括峰顶和谷底)。可以设想，如果控制开关管每次都是在振荡电压的谷底导通，如图3所示，那么就可以实现零电压导通(或是低电压导通)，这必将减少开关损耗，降低EMI噪声。实现这一点并不困难，只要增加磁通复位检测功能(通常是辅助绕组来实现)，以便在检测到振荡电压达到最低点时打开开关管，就能达到目的。这实质上就是准谐振反激式变换器的工作原理，前文提到的几种IC均能实现这个功能。由此带来的问题是其工作频率是变化的，从而影响了其它设计参数的确定。 设计参数的确定 设计反激式变换器，通常需要确定以下参数： f S：变换器的工作频率； I PMAX：初级绕组的最大峰值电流；

BUCK变换器设计

BUCK变换器设计报告 一、BUCK变换器原理 降压变换器（Buck Converter）就是将直流输入电压变换成相对低的平均直流输出电压。它的特点是输出电压比输入的电压低，但输出电流比输入电流高。它主要用于直流稳压电源。 二、BUCK主电路参数计算及器件选择 1、BUCK变换器的设计方法 利用MATLAB和PSPICE对设计电路进行设计，根据设计指标选取合适的主电路及主电路元件参数，建立仿真模型，并进行变换器开环性能的仿真，再选取合适的闭环控制器进行闭环控制系统的设计，比较开环闭环仿真模型的超调量、调节时间等，选取性能优良的模型进行电路搭建。 2、主电路的设计指标 输入电压：标称直流48V，围43~53V 输出电压：直流24V，5A 输出电压纹波：100mV 电流纹波：0.25A

开关频率：250kHz 相位裕量：60° 幅值裕量：10dB 3、BUCK主电路 主电路的相关参数： 开关周期：T S= s f 1=4×10-6s 占空比：当输入电压为43V时，D max=0.55814 当输入电压为53V时，D min=0.45283 输出电压：V O=24V 输出电流I O=5A 纹波电流：Δi L=0.25A 纹波电压：ΔV L=100mV 电感量计算：由Δi L= 2L v- V o max - in DT S 得： L= L o max - in i 2v- V ΔD min T S= 25 .0 2 24 53 ? -×0.4528×4×10-6=1.05× 10-4H

电容量计算：由ΔV L =C i L 8ΔT S 得： C= L L V 8i ΔΔT S = 1 .0825 .0?×4×10-6=1.25×10-6F 而实际中，考虑到能量存储以及输入和负载变化的影响，C 的取值一般要大于该计算值，故取值为120μF 。 实际中，电解电容一般都具有等效串联电阻，因此在选择的过程中要注意此电阻的大小对系统性能的影响。通常钽电容的ESR 在100毫欧姆以下，而铝电解电容则高于这个数值，有些种类电容的ESR 甚至高达数欧。ESR 的高低与电容的容量、电压、频率和温度等多因素有关，一般对于等效串联电阻过大的电容，我们可以采用电容并联的方法减小此串联电阻。此处取R ESR =50m Ω。 4、主电路的开环传递函数 in ESR ESR V sC R R sL sC R R s d ) 1//() 1 //()(s V s G O vd +++==）（）（ ) (s )1(C 1)1(s G 2 vd C R R L R R L s V C sR ESR ESR in ESR +++++=）（ in 0 2 V Q s s 11)(G 2 ωωω++ + = z vd s s ESR z CR 1 =ω

电力电子课程设计Boost变换器

电力电子技术课程设计 班级 学号

目录 一．课程设计题目 (2) 二．课程设计容 (2) 三．所设计电路的工作原理(包括电路原理图、理论波形) 2四．电路的设计过程 (3) 五．各参数的计算 (3) 六．仿真模型的建立，仿真参数的设置 (3) 七．进行仿真实验，列举仿真结果 (4) 八．对仿真结果的分析 (6) 九．结论 (7) 十．课程设计参考书 (7)

一．课程设计题目 Boost 变换器研究 二．课程设计容 1． 主电路方案确定 2． 绘制电路原理图、分析理论波形 3． 器件额定参数的计算 4． 建立仿真模型并进行仿真实验 6． 电路性能分析 输出波形、器件上波形、参数的变化、谐波分析、故障分析等 三．所设计电路的工作原理(包括电路原理图、理论波形) 分析升压斩波电路的工作原理时，首先假设电路中电感L 值很大，电容C 值也很大。当可控开关V 处于通态时，电源E 向电感L 充电，充电电流基本恒定为I1,同时电容C 上的电压向负载R 供电。因C 值很大，基本保持输出电压u ?为恒值，记为U O 。设V 处于通态的时间为on t ,此阶段电感L 上积累的能量为on t EI 1。当V 处于断态时E 和L 共同向电容C 充电并向负载R 提供能量。设V 处于断态的时间为off t , 则在此期间电感L 释放的能量为 ()off t I E U 10-。当电路工作于稳态时， 一个周期T 中电感L 积蓄的能量与释放的能量相等，即 ()off on t I E U t EI 101-= 化简得 E t T t t t U off off off on = +=

反激变换器课程设计报告

电力电子课程实习报告 班级：电气10-3班 学号： 10053303 姓名：李乐

目录 一、课程设计的目的 二、课程设计的要求 三、课程设计的原理 四、课程设计的思路及参数计算 五、电路的布局与布线 六、调试过程遇到的问题与解决办法 七、课程设计总结

一、课程设计的目的 （1）熟悉Power MosFET的使用； （2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的应用； （3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力。 二、课程设计的要求 本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反击式开关电源。 电源输入电压：220V 电源输出电压电流：12V/1.5A 电路板：万用板手焊。 三、课程设计原理 1、引言 电力电子技术有三大应用领域：电力传动、电力系统和电源。在各种用电设备中，电源是核心部件之一，其性能影响着整台设备的性能。电源可以分为线性电源和开关电源两大类。 线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压，其工作原理是在输入与输出之间串联一个可变电阻（功率晶体管），让功率晶体管工作在线性模式，用线性器件控制其“阻值”的大小，实现稳定的输出，电路简单，但效率低。通常用于低于10W的电路中。通常使用的7805、7815等就属于线性电源。 开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小），所以开关电源具有能耗小、效率高、稳压范围宽、体积小、重量轻等突出优点，在通讯设备、仪器仪表、数码影音、家用电器等电子产品中得到了广泛的应用。反激式功率变换器是开关电源中的一种，是一种应用非常广泛的开关电源。 2、基本反激变换器工作原理 基本反激变换器如图1所示。假设变压器和其他元件均为理想元器件，稳态工作下。

BUCK变换器设计报告

BUCK变换器设计报告 一、BUCK主电路参数计算及器件选择 1、BUCK变换器设计方法 利用计算机设计BUCK变换器，首先要选取合适的仿真软件。本文采用MATLAB和PSIM设计软件进行BUCK变换器的综合设计。在选取好设计软件之后，先根据设计指标选取合适的主电路及主电路元件参数，建立仿真模型，并进行变换器开环性能的仿真。如果开环仿真结果不能满足设计要求，再考虑选取合适的闭环控制器进行闭环控制系统的设计。 设计好闭环控制器后，对其进行闭环函数的仿真，选取超调小、调节时间快的闭环控制器搭建模型进行电路仿真。 2、主电路的设计 根据设计指标，采用BUCK电路作为主电路，使用MOSFET元件作为开关元件，这是因为MOSFET的开关速度快，工作频率高，可以满足250khz的开关频率，此外，MOSFET与其他开关器件最显著的不同，是MOSFET具有正温度系数，热稳定性好，可以并联使用，其他开关器件不具有此特性。

（1）BUCK电路的主电路的拓扑图： （2）主电路的基本参数计算: 开关周期：Ts=1/f s=4?10?6s =0.5 占空比(不考虑器件管压降)：D=v0 v in =0.5581 V in=43V时，Dmax=v0 v in =0.4528 V in=53V时，Dmin=v0 v in 输出电压：V o=24V； 输出电流：Io=0.25A; 额定负载：R=V o÷Io=4.8Ω 纹波电流：△I=0.25A； 纹波电压：△V=100mV 电感量理论值计算： 由： ， 得： ，电容量理论值计算： 由：，得 考虑到能量储存以及伏在变化的影响，要留有一定的裕度，故取C=120uF. 由于电解电容一般都具有等效串联电阻R esr,因此在选择的过程中需要注意此电阻的大小对系统性能的影响。一般对于等效串联电阻过大的电容，我们可以采用电容并联的方法减小此串联电阻。取R esr=50mΩ。

Boost变换器的设计与计算机仿真x

《电力电子系统综合训练》任务书（第6组） 2014年秋季学期

摘要 BOOST 电路又称为升压斩波电路，它在各类电力电子电路中的应用十分广泛，它将低压直流电变为高压直流电，为负载提供了稳定的直流电压。升压斩波电路的PI 和PID调节器的性能对输出的电压影响很大。由于这种斩波电路工作于开关模式下，是一个强非线形系统。采用matlab仿真分析方法, 可直观、详细的描述BOOST 电路由启动到达稳态的工作过程, 并对其中各种现象进行细致深入的分析, 便于我们真正掌握BOOST 电路的工作特性。 【关键词】：Boost电路；直流电压； matlab仿真；

目录 摘要 (1) 1概论 (1) 1.1电力电子器件 (1) 1.1.1电力电子器件概述 (1) 1.1.2 直流-直流变换器（DC/DC）的应用 (2) 1.2 MATLAB软件概述 (3) 1.2.1 MATLAB介绍 (3) 1.2.2 SIMULINK仿真基础 (5) 1.2.3 MATLAB的GUI程序设计 (7) 2升压式直流斩波电路 (9) 2.1电路的结构与工作原理 (9) 2.1.1电路结构 (9) 2.1.2 工作原理 (9) 2.1.3基本数量关系 (10) 2.2升压斩波电路的典型应用 (10) 3模型仿真 (14) 3.1建立升压斩波电路模型 (14) 3.2模型参数设置 (14) 总结 (20) 致谢 (21) 参考文献 (22)

1概论 1.1电力电子器件 1.1.1电力电子器件概述 1957年可控硅(晶闸管)的问世，为半导体器件应用于强电领域的自动控制迈出了重要的一步，电力电子开始登上现代电气传动技术舞台，这标志着电力电子技术的诞生。 20世纪60年代初已开始使用电力电子这个名词，进入70年代晶闸管开始派生各种系列产品，普通晶闸管由于其不能自关断的特点，属于半控型器件，被称作第一代电力电子器件。随着理论研究和工艺水平的不断提高，以门极可关断晶闸管（GTO）、电力双极性晶体管(IGBT)和电力场效应晶体管（Power-IGBT）为代表的全控型器件迅速发展，被称作第二代电力电子器件。80年代后期，以绝缘栅极双极型晶体管（IGBT）为代表的复合型第三代电力电子器件异军突起，而进入90年代电力电子器件开始朝着智能化、功率集成化发展，这代表了电力电子技术发展的一个重要方向。 电力电子器件专指电力半导体器件，在实际应用中，一般是由控制电路、驱动电路、和以电力电子器件为核心的主电路组成一个系统。由信息电子电路组成的控制电路按照系统的工作要求形成控制信号，通过驱动电路去控制主电路的中电力电子器件的导通与关断，来完成整个系统的功能。 电力电子器件因为处理的电功率较大，为了减小本身的损耗，提高效率，电力电子器件一般都工作在开关状态，导通时阻抗很小，接近于短路，管压降接近于0，而电流由外电路决定，阻断时阻抗很大，接近于断路，电流几乎为0，而管子两端的电压由外电路参数决定，就想普通晶体管的饱和与截止一样。尽管工作在开关状态，但是电力电子器件自身功率损耗通常远大于信息电子器件，因而，为了保证不至于因损耗散发的热量导致器件温度过高而损坏，不仅在器件封装上比较讲究散热设计，而且在其工作时一般还需要安装散热器。这是因为电力电子器件在导通或者阻断状态下，并不是理想的短路或者断路。导通时器件上有一定的通态压降，阻断时器件上有微小的断态漏电流流过。尽管其数值都很小，但分别与数值较大的通态电流与断态电压相互作用，就形成了电力电子器件的通态损耗和断态损耗。 本文主要利用IGBT型开关器件对升压降压进行控制，电力IGBT是用栅极电压来控制漏极电流的，因此它的一个显著特点就是驱动简单，需要的驱动功率小，第二个显著特点就是开关速度快，工作评频率高，另外，电力IGBT的热稳定性优于GTR。

(整理)反激式开关电源变压器设计原理.

反激式开关电源变压器设计原理 (Flyback Transformer Design Theory) 第一节. 概述. 反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图. 一、反激式转换器的优点有: 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2. 转换效率高,损失小. 3. 变压器匝数比值较小. 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求. 二、反激式转换器的缺点有: 1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下. 2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大. 3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 第二节. 工作原理 在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下: 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2. 由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T 由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN. 开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip 亦可用下列方法表示: Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T

Buck变换器实现及其调速系统设计与调试

运动控制系统 课程设计 题目：Buck变换器实现及其调速系统设计与调试 院系： 班级： 姓名： 学号： 指导老师： 日期：

摘要 (3) 第一章概述 (3) 第二章设计任务及要求 (4) 2.1实验目的 (4) 2.2实验内容 (4) 2.3设计要求 (4) 2.4课程设计基本要求 (5) 第三章BUCK变换器的工作原理和各种模型 (6) 3.1B UCK变换器介绍 (6) 3.2B UCK变换器电路拓扑 (6) 3.3PWM控制的基本原理 (7) 第四章MATLAB仿真模型的建立 (9) 4.1MATLA仿真软件介绍 (9) 4.2B UCK电路模型的搭建 (9) 4.3B UCK变换器在电机拖动控制系统中的设计与仿真 (12) 4.3.1直流电机的数学模型 (12) 4.3.2系统在开环情况下的仿真 (13) 4.3.3 系统在闭环情况下的仿真 (14) 第五章总结与体会 (18)

变压调速是直流调速系统的主要方法，调节电枢供电电压从而改变电机的转速。即需要有一个可控直流源，常用的为直流斩波或者脉宽调制器，其通过电力电子开关控制及电容、电感的充放电及二极管的续流组成直流斩波电路（DC），实现输出电压可控，即升压（BOOST）、降压（BUCK）。本实验主要针对降压斩波电路（BUCK）进行实验分析。实验采用MATLAB作为仿真软件，利用PWM 波驱动降压斩波电路为直流电动机提供驱动电压，并通过调节PWM波的占空比来调节电动机的启动电压使达到调节电动机转速的电路设计。 关键词：S-Function；PWM调制；Buck变换器；闭环控制；直流电动机 第一章概述 直流变换技术（亦称直流斩波技术，DC-DC），作为电力电子技术领域非常活跃的一个分支，在近几年里，得到了充分的发展。随着电动牵引技术的发展，特别是电子信息类产品的大量涌现，直流变换技术已经广泛应用于生产，生活的各个领域。由于其有良好的可操作性，被大量应用到电机的调速系统中，很好的解决了电动机调速的不可控性。 BUCK电路作为一种最基本的DC-DC变换电路，由于其简单、实用性在各种电源产品中均得到广泛的应用。其电路主要器件有电力电子开关（IGBT或MOSFET）、电感、电容、续流二极管。通过对开关的调节控制电压，其一般采用软开关控制方法，即采用脉宽调制技术（ＰＷＭ），通过改变占空比来调节输出电压的大小。其与直流调速系统组成的脉宽调制变换器—直流电机调速系统，简称直流脉宽调速系统，即ＰＷＭ直流调速系统。存在：１）主电路简单、功率器件少；２）开关频率高、电流容易连续、谐波小；３）低速性能好、稳态精度高；４）低速性能好，稳态精度高，动态抗干扰能力强等优点。 使用MATLAB等仿真分析，再做实物研究，已经逐渐成为电力电子技术研究的主要方法。 本次课程设计使用MATLAB友好的工作平台和编辑环境进行模型编辑工作，运用它的s函数编辑一个简单的脉冲发生器，要求它的占空可调；运用数学处理功能来处理仿真时的实时数据，利用传递函数构造直流电机转速的数学模型，运用它广泛的模块集合工具箱里的Simulink进行电路模型搭建和系统仿真，控制电路的占空比从而控制输出电压的大小，进而调节电机的转速，同时采用负反馈的控制方式，调节转速在一个恒定值。

Boost变换器原理

由IGBT 组成的升压变换器的建模及应用仿真 摘要：根据电力电子技术的原理，升压式变换器的输出电压0U 高于输入电源电压i U ，控制开关与负载并联连接，与负载并联的滤波电容必须足够大，以保证输出电压恒定，储能电感也要很大，以保证向负载提供足够的能量。在设计中，采用绝缘栅双极型晶体管IGBT 作为开关管，它既具有输入阻抗高，速度快，热稳定性好，驱动电路简单，又具有通态电压低，耐压高，流通大电流等优点。 关键词：升压变换器 IGBT Matlab 建模 一、设计内容 1. 设计原理 图1 升压变换器电路图 图1是升压变换器的电路图，其中i U 为输入直流电源，S 为开关管（在本设计中使用IGBT 作为开关管），在外部脉冲信号的激励下工作于开关状态。 当开关管S 导通，输入电流流经电感L 和开关管S ，开关管两端的电压降为零，电感两端产生电压降，电感电流开始线性增长，电感开始储存能量，此时二级管VD 处于关断状态。 当开关管S 截止，由于电感电流的连续性，电感L 的线圈产生的磁场将改变线圈两端的极性，以保持电感电流不变，因此电感电压在这一时段出现负电压，此电压是由线圈的磁能转化而成的，它与电源i U 串联，以高于i U 的电压向电路的后级供电，使电路产生了升压作用。此时，电感向后级释放能量，电感电流不断减小，电感电流通过二极管VD 到达输出端后，一部分为输出提供能量，一部分为电容充电。

这是升压变换器的一个工作周期，此后变换器重复上述过程工作至稳态过程。 2. 输出电压与输入电压的关系 若开关管导通时间on t ，关断时间off t ,开关工作周期off on t t +=T 。定义占空比 为： ,升压比为： 。理论上电感储能与释放能量相等，所以当电感电流连续时，输出电压： 3. 参数设置 （1）电源电压设置为直流24V ； （2）储能电感设置为3.6E-4 H ； （3）RC 负载设置：R 为24Ω；C 为5.4E-5 F ； （4）脉冲信号发生器设置：Pulse type 、Time(t)、Amplitude 、Phase delay(secs)均采用默认设置，Period(secs)设置为25e-6，Pulse Width(﹪ of Period)设置为20。 （5）二极管，IGBT ，电压、电流测量量均采用默认值。 4. 仿真目的 （1）观察占空比变化对输出电压的影响。 更改脉冲发生器中的周期参数，在占空比为20％，40％，60％，80％时，观察波形，估计输出电压的值。 （2）观察开关频率变化对输出电压纹波的影响。 占空比恢复为40％，将脉冲发生器输出驱动信号的频率改为原来的一半（20KHz ）和二倍（80KHz ），观测并估计两种条件下电压纹波的大小。 （3）观察滤波参数变化对输出电压纹波的影响。 将脉冲发生器输出驱动信号的频率恢复为40KHz ，将滤波电容值改为原来的一半和二倍，观测并估计两种条件下电压纹波的大小。 （4）观察负载阻值变化对输出电压纹波的影响。 将滤波电容值恢复为5.4E-5 F ，将负载阻值改为原来的一半和二倍，观测两种条件下电压纹波的变化并估计其大小。 结合仿真结果说明开关频率、滤波参数以及负载大小的变化对输出电压纹波的影响，并用输出电压纹波的公式验证仿真结果。 T t D on =D M -=11i off U t T U =-=i U D 110

电力电子课程设计Boost电路的建模与仿真

？ 课程设计说明书 课程名称：电力电子课程设计 设计题目： Boost电路的建模与仿真{ 专业：电气工程及其自动化 班级： 学号： 姓名： 指导教师： 【

二○一五年一月

目录 引言课程设计任务书 (3) 第一章电路原理分析 (4) 第二章电路状态方程 (5) 当V处于通态时 (5) 当V处于断态时 (5) 第三章电路参数的选择 (6) 占空比 的选择 (6) 电感L的选择 (6) 电容C的选择 (7) 负载电阻R的选择 (7) 第四章电路控制策略的选择 (8) 电压闭环控制策略 (8) 直接改占空比控制输出电压 (8) 第五章 MATLAB编程 (9) 定义状态函数 (9) 主程序的编写 (9) 运行结果 (12) 第六章 Simulink仿真 (16) 电路模型的搭建 (16) 仿真结果 (16) 第七章结果分析 (18) 参考文献 (19)

引言课程设计任务书 题目 Boost电路建模、仿真 任务 建立Boost电路的方程，编写算法程序，进行仿真，对仿真结果进行分析，合理选取电路中的各元件参数。 要求 课程设计说明书采用A4纸打印，装订成本；内容包括建立方程、编写程序、仿真结果分析、生成曲线、电路参数分析、选定。 V1=20V±10% V2=40V I0=0 ~ 1A F=50kHZ

第一章 电路原理分析 Boost 电路，即升压斩波电路（Boost Chopper ），其电路图如图1－1所示。电路中V 为一个全控型器件，且假设电路中电感L 值很大，电容C 值也很大。当V 处于通态时，电源E （电压大小为1V ）向电感L 充电，电流L i 流过电感线圈L ，电流近似线性增加，电能以感性的形式储存在电感线圈L 中。此时二极管承受反压，处于截断状态。同时电容C 放电，C 上的电压向负载R 供电，R 上流过电流0I R 两端为输出电压0U （负载R 两端电压为2V ），极性为上正下负，且由于C 值很大，故负载两端电压基本保持为恒值。当V 处于断态时，由于线圈L 中的磁场将改变线圈L 两端的电压极性，以保持L i 不变，这样E 和L 串联，以高于0U 电压向电容C 充电、向负载R 供电。下图1－2为V 触发电流和输出负载电流的波形，图1－3为电感充放电电流的波形。 图2－1

基于BUCK变换器的电源设计

电子科技大学中山学院新型电源设计实践报告 设计名称基于BUCK变换器的开关电源设计 学院机电学院 班级 14级电气A班 学号姓名 2014100500521 刘连红 指导教师余翼 机电工程学院 2017年 12月 27日

一、设计要求与内容 开关电源是20世纪60年代电源历史上的一次革命，它安装于各种家用电器、工业设备及军用电子装置中，同时作为赋能装置应用于各个领域。比如在电力系统中的应用、在通信领域中的应用、在蓄电池充电中的应用、在风能\太阳能发电中的应用。这次我们要求设计一个9-12V的情况下，通过一个开关电源得到一个稳定的5V/1A的直流输出。我们要求这个开关电源有整流的功能，同时通过反馈控制，有稳压，调压，降压的功能。从而得到稳定的一个直流输出。 二、人员分工与时间安排表 三总体方案设计与论证 3.1 设计思路和流程

1.经过题目选定，确定使用基于BUCK变换器的电源设计。 2.在方案选择过程中，因为考虑到是非隔离电源，使用集成PWM调制芯片简化电路设计。 3.在分析了UC3842，SG3525等芯片的功能与参数后，选择MC34063作为控制方案，该芯片本身也有较强的驱动能力，可直接外接滤波电路与反馈电路来进行电源设计。 4.通过外接场效应管的方式极大增强了驱动能力，该场效应管最大电流可到达17A以上，设计中仅利用不到1A，如果更换滤波电路中的元器件，输出功率可以得到数倍的提升。如果将采样电阻改为电位器，还可以灵活调节输出电压。 3.2 开关电源总电路框图 图3-1 开关电源总电路框图 四、开关电源原理图各部分说明及计算 4.1总原理图的介绍 开关电源是指调整管工作在开关方式，只有导通和截止两个状态，上图为工作过程。 基准电压为固定值，由于输入波动或负载变化导致输出电压减小，采样电压将减小，经过比较放大后，脉冲调制电路根据这个误差，提高占空比使输出电压增大。同理，当由于输入波动或负载变化导致输入电压增大时，脉冲调制电路降低占空比使输出电压减小，以此来控制输出电压的稳定。 4.2 各部分的说明与计算

反激式变压器的设计

反激式变压器的设计 反激式变压器的工作与正激式变压器不同。正激式变压器两边的绕组是同时流过电流的，而反激式变压器先是通过一次绕组把能量存储在磁心材料中，一次侧关断后再把能量传到二次回路。因此，典型的变压器阻抗折算和一次、二次绕组匝数比关系不能在这里直接使用。这里的主要物理量是电压、时间、能量。 在进行设计时，在黑箱估计阶段，应先估计出电流的峰值。磁心尺寸和磁心材料也要选好。这时，为了变压器能可靠工作，就需要有气隙。 刚开始，在开关管导通时把一次绕组看作是一个电感器件，并满足式(24)。 (24) 把 Lpri移到左边，用Ton=Dmax/f 代到上式中，用已知的电源工作参数，通过式(25) 就可以算出一次最大电感 ——最大占空比(通常为50％或0.5)。 (25) 这个电感值是在输入最小工作电压时，电源输出仍能达到额定输出电压所允许选择的最大电感值。 在开关管导通的每个周期中，存储在磁心的能量为： (26) 要验证变压器最大连续输出的功率能否满足负载所需的最大功率，可以使用下式： (27)

所有磁心工作在单象限的场合，都要加气隙。气隙的长度(cm)可以用下式近似(CGS制(美 国))： （28a） 式中Ac——有效磁心面积，单位为； Bmax——最大磁通密度，单位为G(Wb／cm )。 在MKS系统(欧洲)中气隙的长度(m)为 (28b) 式中Ac——有效磁心面积，单位为； Bmax——最大磁通密度，单位为T(Wb／m )。 这只是估算的气隙长度，设计者应该选择具有最接近气隙长度的标准磁心型号。 磁心制造厂商为气隙长度提供了一个A L的参数。这参数是电感磁心绕上1000 匝后的数据(美 国)。根据设计好的电感值，绕线的匝数可以用式(29)计算确定。 (29) 式中 Lpri——一次电感量，单位为mH。 如果有些特殊的带有气隙的磁心材料没有提供A L。的值，可以使用式(30)。注意不要混淆CGS和MKS两种单位制(G和cm与T和m)。 (30)

BUCK变换器设计毕业设计

课程名称：电力电子技术 题目：BUCK变换器设计

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目录 第一章概述 (5) 1.1 本课题在国内外的发展现状与趋势 (5) 第二章Buck变换器设计总思路 (6) 2.1 电路的总设计思路 (6) 2.2 电路设计总框图 (6) 2.3 总电路图 (7) 第三章BUCK主电路设计 (8) 3.1 Buck变换器主电路基本工作原理 (8) 3.2 主电路保护（过电压保护） (9) 3.3 Buck变换器工作模态分析 (10) 3.4 Buck变换器元件参数 (12) 3.4.1 占空比D (12) 3.4.2 滤波电容C f (13) 3.5 Buck变换器仿真电路及结果 (14) 第四章控制和驱动电路模块 (15) 4.1 SG3525A脉宽调制器控制电路 (15) 4.1.1．SG3525简介 (15) 4.1.2．SG3525内部结构和工作特性 (15) 4.2 SG3525构成的控制电路单元电路图 (18) 4.3 驱动电路设计 (18) 第五章课程设计总结 (19)

第六章附录 (20) 第七章参考文献 (21) 第一章概述 1.1 本课题在国内外的发展现状与趋势 从八十年代末起，工程师们为了缩小DC/DC变换器的体积，提高功率密度，首先从大幅度提高开关电源的工作频率做起，但这种努力结果是大幅度缩小了体积，却降低了效率。发热增多，体积缩小，难过高温关。因为当时MOSFET的开关速度还不够快，大幅提高频率使MOSFET的开关损耗驱动损耗大幅度增加。工程师们开始研究各种避开开关损耗的软开关技术。虽然技术模式百花齐放，然而从工程实用角度仅有两项是开发成功且一直延续到现在。一项是VICOR公司的有源箝位ZVS软开关技术；另一项就是九十年代初诞生的全桥移相ZVS软开关技术。 有源箝位技术历经三代，且都申报了专利。第一代系美国VICOR公司的有源箝位ZVS技术，其专利已经于2002年2月到期。VICOR公司利用该技术，配合磁元件，将DC/DC的工作频率提高到1MHZ，功率密度接近200W/in3，然而其转换效率却始终没有超过90%，主要原因在于MOSFET的损耗不仅有开关损耗，还有导通损耗和驱动损耗。特别是驱动损耗随工作频率的上升也大幅度增加，而且因1MHZ频率之下不易采用同步整流技术，其效率是无法再提高的。因此，其转换效率始终没有突破90%大关。 为了降低第一代有源箝位技术的成本，IPD公司申报了第二代有源箝位技术专利。它采用P沟MOSFET在变压器二次侧用于 forward电路拓朴的有源箝位。这使产品成本减低很多。但这种方法形成的MOSFET的零电压开关（ZVS）边界条件较窄，在全工作条件范围内

Boost升压斩波电路要点

总目录 引言 (2) 1 升压斩波工作原理 (2) 1.1 主电路工作原理 (2) 2 升压斩波电路的典型应用 (4) 3 设计内容及要求 (6) 3．1输出值的计算 (7) 4硬件电路 (7) 4.1控制电路 (7) 4.2 触发电路和主电路 (9) 4.3.元器件的选取及计算 (10) 5.仿真 (11) 6．结果分析 (14) 7．小结 (14) 8.参考文献 (14)

引言 随着电力电子技术的迅速发展，高压开关稳压电源已广泛用于计算机、通信、工业加工和航空航天等领域。所有的电力设备都需要良好稳定的供电，而外部提供的能源大多为交流，电源设备担负着把交流电源转换为电子设备所需的各种类别直流任务。但有时所供的直流电压不符合设备需要，仍需变换，称为DC/DC 变换。直流斩波电路作为直流电变成另一种固定电压的DC-DC变换器，在直流传动系统.、充电蓄电电路、开关电源、电力电子变换装置及各种用电设备中得到普通的应用。随之出现了诸如降压斩波电路、升压斩波电路、升降压斩波电路、复合斩波电路等多种方式的变换电路。直流斩波技术已被广泛运用开关电源及直流电动机驱动中，使其控制获得加速平稳、快速响应、节约电能的效果。全控型电力电子器件IGBT在牵引电传动电能传输与变换、有源滤波能领域得到了广泛的应用。但以IGBT为功率器件的直流斩波电路在实际应用中需要注意以下问题：（1）系统损耗的问；（2）栅极电阻；（3）驱动电路实现过流过压保护的问题。 直流斩波电路实际上采用的就是PWM技术，这种电路把直流电压斩成一系列脉冲，改变脉冲的占空比来获得所需要的输出电压。PWM控制方式是目前才用最广泛的一种控制方式，它具有良好的调整特性。随电子技术的发展，近年来已发展各种集成式控制芯片，这种芯片只需外接少量元器件就可以工作，这不但简化设计，还大幅度的减少元器件数量、连线和焊点 1 升压斩波工作原理 1.1 主电路工作原理 1)工作原理 假设L和C值很大。V处于通态时，电源E向电感L充电，电流恒定I1，电容C向负载R供电，输出电压Uo恒定。 V处于断态时，电源E和电感L同时向电容C充电，并向负载提供能量。

基于UC3854的BOOST电路PFC变换器的设计

基于UC3854的BOOST 电路PFC 变换器的设计 1. 设计指标 输入电压：200VAC ～250VAC 输入频率：50Hz 输出直流电压：400V 输出功率：500W 功率因数：>98% 输入电流THD ：<5% 2. 开关频率 综合考虑效率和变换器体积，选取开关频率为100KHz 。 原理图 3. 电感 电感值大小决定了输入端高频纹波电流总量，可以根据计算出的电流纹波总量ΔI 来选择电感值。 电感值的确定从输入正弦电流的峰值开始，而最大的峰值电流出现在最小电网电压的峰值处： ()(m in ) lin e p k in P I V = 由上式可知，此时的最大峰值电流为3.54A 。 通常选择电感中的峰-峰值纹波电流为最大峰值电流的20%左右，故有ΔI=707mA 。

电感值根据最低输入电压时半个正弦波顶部的峰点的电流来选择，此 时 200282.8,100in S V V f K H z === 根据此处电压和开关频率的占空比来选择： o in o V V D V -= in s V D L f I ?= ?? 由上式可得L =1.17mH ，取L =1.2mH 。 4. 输出电容 涉及输出电容的选择因数有开关频率纹波电流、2次纹波电流、直流输出电压、输出纹波电压和维持时间等。在本例中，电容的选择主要考虑维持时间。维持时间是在电源关闭以后，输出电压任然能保持在规定范围内的时间长度，去典型值为15~50ms 。可根据以下公式确定（能量守恒）： 2 2 0(m in ) 2o o P t C V V ???= - 式中，取Δt=64ms ，V o （min ）=300V 。，可得C o =914uF ，可以选取915uF 的电解电容。 5. 电感电流检测 采用在变换器到地之间使用一检测电阻。一般选择压降为1V 左右的检测电阻，此处选择0.25Ω的电阻作为R S ,在最坏的情况下（峰值电流达到原值1.25倍），4.4A 的峰值电流将会产生最大1.1V 的压降。 6. 峰值电流限制 UC3854的峰值限制功能，在电感电流的瞬时值电流超过最大值，即2管脚低于低电平时被激活，将开关断开。电流限制值有基准电压初一电流检测电阻的分压来设置： 12R S P K P K R E F V R R V = 式中，R PK1和R PK2是分压电阻；V REF 值为7.5V ；V RS 是检测电阻R S 上的电压值。通过R PK2的电流大约为1mA ，由上可知峰值电流限制在4.4A ，R PK1取10k Ω，R PK2取1.5k Ω。 7. 前馈电压信号 V FF 是输入到平方器电路的电压，UC3854平方器电路通常在1.4V~4.5V 的范围内工作。 UC3854内有一个钳位电路，即使输入超过该值，都将前馈电压的有效值限制在4.5 前馈输入电压分压器有3个电阻R FF1、R FF2、R FF3，及两个电容C FF1、C FF2。因此它能进行两级滤波并提供分压输出。分压器和电容形成一个二阶低通滤波器，所以其直流输出是和正弦半波的平均值成正比。 前馈电压V FF 分压器有两个直流条件需要满足。在高输入电网电压下，前馈电压应不高于4.5V ，当达到或超过此值时，前馈电压被钳制而失去前馈功能。在低输入电网电压时，应设置分压器使前馈电压等于1.414V ，如果不到1.414V 内部限流器将使乘法器输出保持恒定。 选取分压电阻R FF1为900k Ω，R FF2为92.14k Ω，R FF3为7.86k Ω。当输入电压为AC250V 的时候，直流电压平均值为225V ，此时V FF 为1.77V ；当输入电压为AC200V 的时候，直流电压平均值为160V ，此时V FF 为1.41V 。 8. 乘法器的设置 乘法器、除法器是功率因素校正器的核心。乘法器的输出调节电流环用以控制输入电流功率因素提高。因此此乘法器的输出是个表达输入电流的信号。

电力电子课程设计--Boost电路的建模与仿真

课程设计说明书 课程名称：电力电子课程设计 设计题目： Boost电路的建模与仿真 专业：电气工程及其自动化 班级： 学号： 姓名： 指导教师： 二○一五年一月

目录 引言课程设计任务书 (3) 第一章电路原理分析 (4) 第二章电路状态方程 (5) 2.1 当V处于通态时 (5) 2.2 当V处于断态时 (5) 第三章电路参数的选择 (6) 3.1 占空比 的选择 (6) 3.2 电感L的选择 (6) 3.3 电容C的选择 (7) 3.4 负载电阻R的选择 (7) 第四章电路控制策略的选择 (8) 4.1电压闭环控制策略 (8) 4.2 直接改占空比控制输出电压 (8) 第五章 MATLAB编程 (9) 5.1 定义状态函数 (9) 5.2 主程序的编写 (9) 5.3 运行结果 (12) 第六章 Simulink仿真 (16) 6.1 电路模型的搭建 (16) 6.2 仿真结果 (16) 第七章结果分析 (18) 参考文献 (19)

引言课程设计任务书 题目 Boost电路建模、仿真 任务 建立Boost电路的方程，编写算法程序，进行仿真，对仿真结果进行分析，合理选取电路中的各元件参数。 要求 课程设计说明书采用A4纸打印，装订成本；内容包括建立方程、编写程序、仿真结果分析、生成曲线、电路参数分析、选定。 V1=20V±10% V2=40V I0=0 ~ 1A F=50kHZ

第一章 电路原理分析 Boost 电路，即升压斩波电路（Boost Chopper ），其电路图如图1－1所示。电路中V 为一个全控型器件，且假设电路中电感L 值很大，电容C 值也很大。当V 处于通态时，电源E （电压大小为1V ）向电感L 充电，电流L i 流过电感线圈L ，电流近似线性增加，电能以感性的形式储存在电感线圈L 中。此时二极管承受反压，处于截断状态。同时电容C 放电，C 上的电压向负载R 供电，R 上流过电流0I R 两端为输出电压0U （负载R 两端电压为2V ），极性为上正下负，且由于C 值很大，故负载两端电压基本保持为恒值。当V 处于断态时，由于线圈L 中的磁场将改变线圈L 两端的电压极性，以保持L i 不变，这样E 和L 串联，以高于0U 电压向电容C 充电、向负载R 供电。下图1－2为V 触发电流和输出负载电流的波形，图1－3为电感充放电电流的波形。 图2－1

反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理

反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计. 二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 1).反激式变换器的电路结构如图一. 2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).

当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为: Vdc=Lp*dip/dt 此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw. 3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).

当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为?B并没有相对的改变.当?B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上. 此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降). 次级线圈电流: Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量) 由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM). 三.CCM模式下反激变压器设计的步骤 1. 确定电源规格. 1. .输入电压范围Vin=85—265Vac; 2. .输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 3. .变压器的效率?=0.90