误码率BER与信噪比SNR的关系解析

误码率BER 与信噪比SNR 的关系解析

一、 前言

误码率（BER ：bit error ratio ）是衡量数据在规定时间内数据传输精确性的指标，是衡量一个数字系统可靠性的主要的判断依据。虽然现在手机系统有许多仪器都可以直接对该项作直接的测量，但是对数字对讲机以及新兴的采用新的协议模式的设备，误码率的测试就会比较繁琐。而很多现有的设备都是基于模拟指标的测量，如果能找到模拟的指标与误码率之间的关系，那么将更方便我们的调试。在之前我们已经能直观的能观察到误码率BER 与模拟的信噪比SNR 以及射频中的噪声干扰存在一种相对应的关系，以下就基于这个作更深入的分析。

二、 正文

2.1在论述这种关系之间，首先要弄清楚下面的几个基本概念： 2.1.1S/N 音频信噪比（即SNR ）

图一 信噪比SNR 示意图

我们通常指的信噪比SNR 是基带信号中有用信号功率与噪声功率的比值，如图一所示。发射一个标准调制信号，接收机接收解调后，测量音频有用信号输出功率为signal P (dBm)，然后去掉调制信号，记录音频噪声输出功率为noise P (dBm)，于是：

)(P )(P S/N noise signal dBm dBm ?= -------- 式1

2.1.2射频C/N 载噪比

图二 载噪比C/N 示意图

载噪比指的是在解调（进入解调器的）前的射频信号频谱中有用信号功率与噪声功率的比值，如图二所示。发射一个非调制信号，结果接收机的一系列滤波等处理，在解调前用频谱仪观察频谱信号，测试它的载波功率Carrier P (dBm)以及噪声信号功率noise P (dBm)

)(P )(P C/N noise Carrier dBm dBm ?= -------- 式2

2.1.3频谱仪分辨率带宽(RBW)

对于频谱分析仪，分辨率带宽（RBW :Resolution Bandwidth ）实际上是频谱仪内部滤波器的带宽（决定选择性的IF 滤波器的3dB 带宽），设置它的大小，能决定是否能把两个相临很近的信号分开。比如，模拟对讲机相邻信道是25KHz ，你就必须把RBW 设置成比25KHz 小，才能把两个信道的载波分离出来，所以相同的频谱在不同的分辨率下有不同的效果，如下图：

图三 不同RBW对应的频谱效果

更重要的一点是，我们在常规的频谱仪（比如HP8921频谱仪等）上面读到的功率值，其实是在RBW 内的所有频率的功率总和，这个在计算C/N 的噪声功率的时候犹为关键，在噪声分辨率足够的情况下（HP8921本身底噪在‐100左右，对于比这个更低的噪声功率就无法分辨），可以发现，设置更大的RBW 可能得到更大的噪声值，RBW 每增加10倍，噪声功率增加10dB 。

2.1.4等效噪声带宽n B 与等效噪声功率密度0N

对讲机的接收机，是一个带通通信系统，在解调前输出的不再是白噪声，而是一个带通型噪声，如图所示

图四 对讲机接收机的输出噪声

为了更好的计算总的噪声功率，所以将这个带通噪声想象成一个宽度为n B 幅度为)/dBm N 0Hz （的理想矩形，使得总噪声总功率：

n 010logB N +=N ‐‐‐‐‐‐‐‐ 式3 其中n B 即为等效噪声功率，而)/dBm N 0Hz （为等效噪声功率密度。

对于传统的频谱分析仪一般给出的RBW 的中的总功率值，而对于更精密的数字频谱分析仪器（如MS8608A ），往往能够直接给出)/dBm N 0Hz （这个值。

2.2 以下将分析它们与误码率BER 的相互关系：

分析基于以下类似数字通信系统

图五 数字系统S/N ，C/N 与EBR 相位关系

2.2.1 BER 与C/N 的关系

在通信系统中，影响系统误码率的因素有射频C/N ，解调电路，以及基带，A/D ，D/A ，压缩编码，纠错译码等等每一信号处理环节。但是其中主要特别在C/N 即噪声比较大的情况下,误码率主要由C/N 决定。

误码率与C/N 的关系是根据概率统计学公式得到的，如下所述。

（备注：具体计算过程比较复杂，与调制方式以及解调方式有关，可参考《通信原理》一书）

MFSK 调制方式且非相干解调的误码率公式为

)1r e *2

1-M EBR r/2-≥=（）（ 其中M 为调制多相制数，C/N r =为载噪比。

所以PD ‐560的4FSK 调制下的误码率公式为：

误码率 -r/2e *5.1EBR = -------- 式4

绘制图形如下，从图中可以很直观的得到BER 与C/N 的对应值：

图六 4FSK 误码率与载噪比C/N 关系示意图

2.2.2 S/N 与C/N 的关系 虽然S/N 与C/N 一个反映的是音频信号质量，而另一个反映的是RF 信号质量，但是在本质上两者是一样的，除开解调器引入的噪声以及基带处理对噪声的抑制，两者应该是一个相当的值，即S/N=C/N 。

而这里存在一个比较关键的问题，即在频谱仪上测得的噪声信号功率并非我们真正要求的输出总噪声功率，讲到这里，我们关联到分辨率带宽（RBW ）这个概念，我们在频谱仪中得到的功率其实是在分辨率带宽内总的功率之和RBW N ?P （dBm ），所以是随RBW 的设置而改变的，为了统一我们将噪声功率归一化到1Hz,，称为等效噪声功率密度，即

RBW RBW N log 10P P N0+=? 因此归一化载噪比

RBW N C RBW N log 10/C/N 0+=?

而实际我们需要的C/N 要反映的是整个接收带宽B 内的信号与噪声之比，于是，在接收带宽B 已知的情况下，我们就可以得到反映接收机的载噪比

logB 10/C/N 0?=N C

也即，忽略解调器电路的影响，

logB 10logRBW 10/S/N RBW N ?+=?N C -------- 式5 Jo phen lv

2008‐05‐20 BER Curve for Theory -coherent 4FSK

1.00E-22

1.00E-20

1.00E-18

1.00E-16

1.00E-14

1.00E-121.00E-101.00E-081.00E-06

1.00E-04

1.00E-02

1.00E +00

0246810

1214161820

C/N dB P r o b a b i l i t y o f E r r o r

不同调制模式下的误码率与信噪比关系

不同调制模式下的误码率与信噪比关系 SANY GROUP system office room 【SANYUA16H-

不同调制模式下的误码率与信噪比的关系一．原理概述 调制（modulation）就是对信号源的信息进行处理加到载波上，使其变为适合于信道传输的形式的过程，就是使载波随信号而改变的技术。一般来说，信号源的信息（也称为信源）含有直流分量和频率较低的频率分量，称为基带信号。基带信号往往不能作为传输信号，因此必须把基带信号转变为一个相对基带频率而言频率非常高的信号以适合于信道传输。这个信号叫做已调信号，而基带信号叫做调制信号。调制是通过改变高频载波即消息的载体信号的幅度、相位或者频率，使其随着基带信号幅度的变化而变化来实现的。而解调则是将基带信号从载波中提取出来以便预定的接收者（也称为信宿）处理和理解的过程。 调制的种类很多，分类方法也不一致。按调制信号的形式可分为模拟调制和数字调制。用模拟信号调制称为模拟调制；用数据或数字信号调制称为数字调制。按被调信号的种类可分为脉冲调制、正弦波调制和强度调制（如对非相干光调制）等。调制的载波分别是脉冲，正弦波和光波等。正弦波调制有幅度调制、频率调制和相位调制三种基本方式，后两者合称为角度调制。此外还有一些变异的调制，如单边带调幅、残留边带调幅等。脉冲调制也可以按类似的方法分类。此外还有复合调制和多重调制等。不同的调制方式有不同的特点和性能。 本文简单介绍了数字正弦波调制的误码率与信噪比的关系。

数字调制即基于调制器输入信息比特，从一组可能的信号波形（或符 号）组成的有限集中选取特定的信号波形 。如果共有M 种可能的信号，则调制信号集S 可表示为 对于二进制调制方案，一个二进制信息比特之间映射到信号，S 就只包含两种信号。对于更多进制的调制方案（多进制键控），信号集包含两种以上的信号，每种信号（或符号）代表一个比特以上的信息。对于一个大小为M 的信号集，最多可在每个符号内传输2log M 个比特信息。 1. 二进制相移键控（BPSK ） 在二进制相移键控中，幅度恒定的载波信号随着两个代表二进制 数据1和0的信号1m 和2m 的改变而在两个不同的相位间跳变，通常这 两个相位差为180°，如果正弦载波的幅度为c A ，每比特能量21=2 b c b E A T ，则传输的BPSK 信号为： 2(t)=t+) 0t (1)b BPSK c c b b E s f T T πθ≤≤二进制的或者 我们将1m 和2m 一般化为二进制数据信号(t)m ，这样传输信号可表示为：2(t)=m(t)t+)b BPSK c c b E s f T πθ 对于AWGN （加性高斯白噪声）信道，许多调制方案的比特差错率用 信号点之间的距离（星座图中相邻点的欧几里得距离）的Q 函数得到。对于BPSK ，距离为2b E 其中Q 函数与互补误差函数erfc 的关系为：1()=22 Q erfc α，其中()=1-()erfc erf ββ，而误差函数erf 的表达式为：

不同调制模式下的误码率与信噪比关系

不同调制模式下的误码率与信噪比的关系 一．原理概述 调制（modulation ）就是对信号源的信息进行处理加到载波上，使其变为适合于信道传输的形式的过程，就是使载波随信号而改变的技术。一般来说，信号源的信息（也称为信源）含有直流分量和频率较低的频率分量，称为基带信号。基带信号往往不能作为传输信号，因此必须把基带信号转变为一个相对基带频率而言频率非常高的信号以适合于信道传输。这个信号叫做已调信号，而基带信号叫做调制信号。调制是通过改变高频载波即消息的载体信号的幅度、相位或者频率，使其随着基带信号幅度的变化而变化来实现的。而解调则是将基带信号从载波中提取出来以便预定的接收者（也称为信宿）处理和理解的过程。 调制的种类很多，分类方法也不一致。按调制信号的形式可分为模拟调制和数字调制。用模拟信号调制称为模拟调制；用数据或数字信号调制称为数字调制。按被调信号的种类可分为脉冲调制、正弦波调制和强度调制（如对非相干光调制）等。调制的载波分别是脉冲，正弦波和光波等。正弦波调制有幅度调制、频率调制和相位调制三种基本方式，后两者合称为角度调制。此外还有一些变异的调制，如单边带调幅、残留边带调幅等。脉冲调制也可以按类似的方法分类。此外还有复合调制和多重调制等。不同的调制方式有不同的特点和性能。 本文简单介绍了数字正弦波调制的误码率与信噪比的关系。 数字调制即基于调制器输入信息比特，从一组可能的信号波形（或符号）组成的有 限集中选取特定的信号波形。如果共有M 种可能的信号，则调制信号集S 可表示为 对于二进制调制方案，一个二进制信息比特之间映射到信号，S 就只包含两种信号。对于更多进制的调制方案（多进制键控），信号集包含两种以上的信号，每种信号（或符号）代表一个比特以上的信息。对于一个大小为M 的信号集，最多可在每个符号内传输2log M 个比特信息。 1. 二进制相移键控（BPSK ） 在二进制相移键控中，幅度恒定的载波信号随着两个代表二进制数据1和0的信号1m 和2m 的改变而在两个不同的相位间跳变，通常这两个相位差为180°，如果正弦载波的幅度为c A ，每比特能量21=2 b c b E A T ，则传输的BPSK 信号为： t+) 0t (1)BPSK c c b s f T πθ≤≤二进制的或者 t++t+) 0t (0)BPSK c c c c b s f f T ππθπθ≤≤二进制的 我们将1m 和2m 一般化为二进制数据信号(t)m ，这样传输信号可表示为：

(完整版)MATLAB模拟2ASK调制误码率与信噪比关系曲线的程序

%模拟2ASK % Pe=zeros(1,26); jishu=1; for snr=-10:0.5:15 max = 10000; s=round(rand(1,max));%长度为max的随机二进制序列 f=100;%载波频率 nsamp = 1000;每个载波的取样点数 tc=0:2*pi/999:2*pi;tc的个数应与nsamp相同 cm=zeros(1,nsamp*max); cp=zeros(1,nsamp*max); mod=zeros(1,nsamp*max); for n=1:max; if s(n)==0; m=zeros(1,nsamp); b=zeros(1,nsamp); else if s(n)==1; m=ones(1,nsamp); b=ones(1,nsamp); end end c = sin(f*tc); cm((n-1)*nsamp+1:n*nsamp)=m; cp((n-1)*nsamp+1:n*nsamp)=b; mod((n-1)*nsamp+1:n*nsamp)=c; end tiaoz=cm.*mod;%2ASK调制 t = linspace(0,length(s),length(s)*nsamp); tz=awgn(tiaoz,snr);%信号tiaoz中加入白噪声，信噪比为SNR=10dB jiet = 2*mod.*tz; %相干解调 [N,Wn]=buttord(0.2,0.3,1,15); [b,a]=butter(N,Wn); dpsk=filter(b,a,jiet);%低通滤波 % 抽样判决，判决门限为0.5 depsk = zeros(1,nsamp*max); for m = nsamp/2:nsamp:nsamp*max; if dpsk(m) < 0.5; for i = 1:nsamp depsk((m-500)+i) = 0; end

信噪比SN、载噪比CN与EbN0之全方位区别

信噪比S/N、载噪比C/N与Eb/N0之全方位区别： Eb的单位是J,定义是接收端的平均比特能量，N0的单位是W/Hz(J)，也是在接收端定义的平均功率谱密度。S和N的单位是W。简单的换算，是(Eb/N0)=(S/N)/f，其中f是系统的频谱效率（Gp=WPR处理增益的倒数），这个值是与编码、调制方式有关的，比如1/2的编码，16QAM，f=1/2*4=2（bits/symbol)。信息论中的定义是（Eb/N0)=(S/N)/(R/W)，这与上面是一样的。首先，必须弄清单位！按照信息论中对Eb的定义，应该和信号的调制方式无关。Eb=S/C，其中C为信道容量。这样若设r为信噪比，则由信道容量的定义有Eb /No=r/log(1+r)。这里是认为C=log(1+r)推出来的。信噪比( S/N )是指传输信号的平均功率与加性噪声的平均功率之比。载噪比(C/N )指已经调制的信号的平均功率与加性噪声的平均功率之比。它们通常都以对数的方式来计算，单位为dB。 信噪比与载噪比区别在于，载噪比中已调信号的功率包括了传输信号的功率和调制载波的功率，而信噪比中仅包括传输信号的功率，两者之间相差一个载波功率。当然载波功率与传输信号功率相比通常都是很小的，因而载噪比与信噪比在数值上十分接近。对抑制载波的调制方式来说，两者的值相等。信噪比和载噪比可以在接收端直接通过测量得到。在调制传输系统中，一般采用载噪比指标；而在基带传输系统中，一般采用信噪比指标。实际数字通信系统的可靠性性能常以一个载噪比对误码率的关系曲线来描述的，曲线的横坐标为C/N，纵坐标为BER。Eb表示信道内单位比特码的功率，N0代表噪声谱密度，Eb/N0实际上就是一种信噪比，因为通常讲的SNR是信号和噪声功率的比值，是单位时间内的信号和噪声能量的比值，但是在通信中计算单位时间内的SNR是相对笼统的，Eb/NO取单位比特码的SNR 就比较科学，和一般的信噪比一样，用它来表征无线信道的质量是理所当然的。Eb/N0SNR 之间的关系在仿真中信号能量绝对是非常非常重要的问题，但是一直有扰于一些概念没有理清楚，现在理一理。 SNR信噪比，信号平均能量与噪声平均能量的比值，将噪声能量设置为1，信号能量可以由信噪比和噪声能量求得，S=10^（SNR/10）*N。 传信率为Rb(比特/秒)，带宽W（赫兹），S/N=Eb*Rb/N0*W=(Eb/N0)*(Rb/W),Rb/W就是频谱效率，所以在这SNR与Eb/N0就是一个线性的关系，仿真时可以将Eb/N0与S/N统一看待，然后将S/N用db形式的SNR反映出来。 由于严格意义上讲E是信号能量，而不是信号功率，所以信号能量与时间长度还有关系，一个符号的时间长度是一个比特时间长度的log2(M)的关系，即Es/N0=log2(M)*Eb/N0. 所以如果信号能量加在比特上用Eb/N0的形式转化，如果能量加在符号级上，就按照Es/N0的形式转化。 Eb/N0 Ec/N0 Es/N0 （一）比特信噪比Eb/ N0：Eb是比特能量, （一般来说，一个Bit是有很N个chip组成的，所以它的能量＝N×Ec）； （二）Ec/ N0：Ec是指一个chip的平均能量； （三）符号信噪比Es/ N0：Es是符号能量； Es/N0=log2(M)*Eb/N0。

误码率和信噪比

摘要：比特误码率（RBE）是衡量一个通信系统优劣的重要指标之一。对如何利用System View仿真软件测试和生成一个通信系统的RBE测试曲线的实例进行了研究，并对此次仿真过程中的关键问题加以论述。 关键词：比特误码率；BCH码；卷积码；仿真 2误码率测试仿真原理及其仿真的关键问题 2.1误码率测试仿真原理 在仿真系统中，信道模拟成一个高斯噪声信道（AWGN），输入信号经过AWGN信道后在输出端进行硬判断，当带有噪声的接收信号大于判决电平时，输出判为1，此时的原参照信号如果为0，则产生误码。 为了便于对各个系统进行比较，通常将信噪比用每比特所携带的能量除以噪声功率谱密度来表示，即Eb/N0，对基带信号，定义信噪比为： 这里的A为信号的幅度（通常取归一化值），R=1/T是信号的数据率。在仿真过程中，为了能得到一个通信系统的RBE曲线，通常需要在信号源或噪声源后边加入一个增益图符来控制信噪比的大小，System View仿真时应用此种方法（在噪声源后面加入增益图符）。受控的增益图符需要在系统菜单中设置全局关联变量，以便每一个测试循环完成后将系统参数改变到下一个信噪比值，全局关联变量的设置方法在下述内容中介绍。 2.2全局关联变量的设置 当一个高斯噪声信道的RBE测试模型设置基本完毕后，并不能绘出完整正确的RBE/RSN 曲线，还必须将噪声增益控制与系统循环次数进行全局变量关联，使信道的信噪比（RSN）由0 dB开始逐步加大，即噪声逐步减小，噪声每次减小的步长与循环次数相关。设置的方法是：单击System View主菜单中的“Tools”选项，选择“Global Parameter Links”，这时出现如图1所示参数设置栏，在“Select System Token”中选择要关联的全局变量，图中选择了Gain 图符，如果设定每次循环后将信噪比递增1 dB，即噪声减小1 dB，则应在算术运算关系定义栏“Define Algebraic Relation F［Gi,Vi］”内将F［Gi,Vi］的值设置为-c1，这里c1为系统变量“Current System Loop”的系统循环次数。 2.3设置系统仿真时间 在进行系统仿真之前首先必须对定时参数进行设置，系统的定时设定直接影响着系统仿真的效果甚至仿真结果的正确性。同时，定时参数的设置也直接影响系统仿真的精度，因此选取定时参数必须十分的注意，这也是初学者应重点掌握的内容，采样速率过高增加仿真的时间，过低则有可能得不到正确的仿真结果。单击设计窗口工具栏上的系统定时按钮则弹出系统定时设定窗口。 在进行定时窗口设置时要注意以下几点：

OFDM误码率性能分析与研究

OFDM误码率性能分析与研究 Analysis and Study of Performance of OFDM BER 摘要：本文通过MATLAB编程实现正交频分复用（OFDM）的系统仿真，系统采用卷积码和交织码级连的差错控制编码。以高斯噪声信道和电力线信道为例，用本仿真系统分别计算出了无差错控制编码和有差错控制编码情况下误码率与信噪比的关系。结果表明，加入差错控制编码使误码率达到10-3时对信噪比的要求有很大减小。系统误码率随信噪比增加以近似二次曲线下降或部分近似二次曲线下降，以不同系数的二次曲线分别进行模拟，可以控制差值在0.005~0.02范围内。 关键词：正交频分复用（OFDM），卷积编码，交织编码，信噪比，误码率 ABSTRACT: This test realized emulational system of OFDM through MATLAB programming, adopted error control coding of concatenation of convolutional codes and interlaced codes. In Gaussian noise channel and power line channel， this emulational system calculate out relationship between bit error rates and signal to noise ratios. Result indicates, it is reduce the request of SNR when made bit error rate arrive at 10-3 that joining error control coding. The bit error rates of system decrease similar to conic drop or part of it similar to conic drop, imitate separately with the conic of different coefficient, can control difference in 0.005~0.02 ranges. KEY WORDS:OFDM,convolutional codes, interlaced codes, signal to noise ratios (SNR), bit error rates 引言 并行传送数据和正交频分复用的概念于50～60年代被提出。1970年，OFDM专利发表，其基本思想是通过允许子信道频谱重叠且不互相影响的频分复用(FDM)的方法并行传送数据，以避免使用高速均衡器，并具有较强的抗脉冲噪声及多径衰落能力。同时，因允许频率重叠，所以具有很高的频谱利用率。早期的OFDM系统中，发信机和相关接收机所需的副载波阵列是由正弦信号发生器产生的，且相关接收时各副载波要严格同步。因此，当子信道数很大时，系统是非常复杂和昂贵的。1971年，Weinstein和Ebert提出使用离散傅立叶变换（DFT）进行OFDM系统中的调制和解调功能，简化了复杂的振荡器阵列以及相关接收机中本地载波之间严格同步问题，为OFDM的全数字实现方案作了理论准备。最近，随着VLSI的迅速发展，已经出现了高速大阶数的FFT专用芯片及可用软件快速实现FFT 的数字信号处理（DSP）通用芯片，且价格低廉，从而使利用FFT实现OFDM的技术成为可能。 1.OFDM系统原理 ODFM所发送的信号就是由一组正交信号作为副载波，码元周期T，不归零方波作为基带码型调制而成的。接收机解调器也是由这样一组正交信号在[]T,0内分别与发送信号进行相关运算而解调的。

第七章 误码率的概率论

第七章误码率的概率论 7.1 介绍 作为数据传输超过中等，衰减，合并噪声，和抖动的来源的所有传输的比特，无论是在幅度和时间，接收曲解一些位值和他们错误地检测到这种程度的扭曲形状;也就是说，一些逻辑“的”逻辑“零”和“零”的逻辑“的一些逻辑检测。”在通信，误码传输的比特数的数量提供了一个度量性能通道，从发射到接收器。然而，这个度量需要澄清。例如，如果两个数据率是1和10 Gbit Mbit / s / s,10个错误在第二个意味着10/1,000,000(或10 - 5)和10/10,000,000,000(或10 - 9)错误。另外,10个错误1000000比特每秒传输意味着10错误为1 Mbit / s 率和100000错误以每秒10 Gbit / s的速度。 因此，这取决于性能限制设置为一个特定的应用，信道主要性能可能无法接收。因此，频率（或速度）比特的错误是非常关键的。虽然不可能预测如果某位将被接受或不正确的，它是可以预测的性能良好的信能通道的参数是众所周知的联系，以及统计行为（高斯，泊松噪声和抖动来源）。然后，发生错误位的频率和信号信噪比可以可靠地估计。我们已经无需定义所述的误比特率和误码率。它们是什么以及两者之间的区别是审查下一节。因此，一个传输信道模型。一个彻底的知识是需要的链接从发射机到接收机，包括传输介质和所有组成部分之间（图7.1），以及噪声的来源和抖动(包括线性和非线性得出交互)和激光和光电探测器的特点。 在前面的章节中，我们讨论了光源和接收器，介质损耗和增益，噪声和抖动。在本章中，我们的注意力都集中在这些有辱人格的来源如何影响一个二进制位的值改变，从“一”到“零”和“零”到“一。”我们估计错误的概率，并集成固态电路可以实现的，我们提供了一个估算方法，从而在每个端口的连续估计，并使繁琐的测量仪器只用于精密测试服务。 236 图7.1信道模型从源到接收器之间的所有障碍，包括光纤损耗，非线性，主动/被动元件，和噪声和抖动来源。 误码率和光信号质量是模拟几个练习中使用的CD-ROM，伴随着这本书（这些演习的描述见附录B）。

误码率BER与信噪比SNR的关系解析

误码率BER 与信噪比SNR 的关系解析 一、 前言 误码率（BER ：bit error ratio ）是衡量数据在规定时间内数据传输精确性的指标，是衡量一个数字系统可靠性的主要的判断依据。虽然现在手机系统有许多仪器都可以直接对该项作直接的测量，但是对数字对讲机以及新兴的采用新的协议模式的设备，误码率的测试就会比较繁琐。而很多现有的设备都是基于模拟指标的测量，如果能找到模拟的指标与误码率之间的关系，那么将更方便我们的调试。在之前我们已经能直观的能观察到误码率BER 与模拟的信噪比SNR 以及射频中的噪声干扰存在一种相对应的关系，以下就基于这个作更深入的分析。 二、 正文 2.1在论述这种关系之间，首先要弄清楚下面的几个基本概念： 2.1.1S/N 音频信噪比（即SNR ） 图一 信噪比SNR 示意图 我们通常指的信噪比SNR 是基带信号中有用信号功率与噪声功率的比值，如图一所示。发射一个标准调制信号，接收机接收解调后，测量音频有用信号输出功率为signal P (dBm)，然后去掉调制信号，记录音频噪声输出功率为noise P (dBm)，于是： )(P )(P S/N noise signal dBm dBm ?= -------- 式1

2.1.2射频C/N 载噪比 图二 载噪比C/N 示意图 载噪比指的是在解调（进入解调器的）前的射频信号频谱中有用信号功率与噪声功率的比值，如图二所示。发射一个非调制信号，结果接收机的一系列滤波等处理，在解调前用频谱仪观察频谱信号，测试它的载波功率Carrier P (dBm)以及噪声信号功率noise P (dBm) )(P )(P C/N noise Carrier dBm dBm ?= -------- 式2 2.1.3频谱仪分辨率带宽(RBW) 对于频谱分析仪，分辨率带宽（RBW :Resolution Bandwidth ）实际上是频谱仪内部滤波器的带宽（决定选择性的IF 滤波器的3dB 带宽），设置它的大小，能决定是否能把两个相临很近的信号分开。比如，模拟对讲机相邻信道是25KHz ，你就必须把RBW 设置成比25KHz 小，才能把两个信道的载波分离出来，所以相同的频谱在不同的分辨率下有不同的效果，如下图：

电平、载噪比、调制误差比、误码率简介及关系剖析

电平、载噪比、调制误差比、误码率简介及关系剖析 一、概念介绍 1、电平（db），就是指电路中两点或几点在相同阻抗下电量的相对比值。这里的电量 自然指“电功率”、“电压”、“电流”并将倍数化为对数，用“分贝”表示，记作“dB”。分 别记作：10lg(P2/P1)、20lg(U2/U1)、20lg(I2/I1)上式中P、U、I分别是电功率、电压、 电流。使用“dB”有两个好处：其一读写、计算方便。如多级放大器的总放大倍数为 各级放大倍数相乘，用分贝则可改用相加。其二能如实地反映人对声音的感觉。实 践证明，声音的分贝数增加或减少一倍，人耳听觉响度也提高或降低一倍。即人耳 听觉与声音功率分贝数成正比。 2、载噪比（C/N），在通信中，载噪比（信噪比）是用来标示载波与载波噪音关系 的标准测量尺度，通常记作CNR或者C/N(dB)。高的载噪比可以提供更好的网 络接收率、更好的网络通信质量以及更好的网络可靠率。载噪比中，载波的 功率用Pc 表示，噪音的功率用Pn表示。那么载噪比的分贝单位公式表示为： C/N = 10 lg(Pc/Pn)载噪比与信噪比相似为表示网络信道质量的尺度。但是信噪 比通常在实际应用中使用。载噪比则用于卫星通讯系统中。最佳的天线排列 可以得到最佳载噪比值。 3、调制误差比（MER），TR101 290标准是用来描述DVB系统的测量准则。在标 准中，调制误差比（MER）指的是被接收信号的单个“品质因数”（figure of merit）。 MER往往作为接收机对传送信号能够正确解码的早期指示。MER 被定义为调 制后的符号位置与理想位置之间的比值。信号越好，调制后的符号就越接近 理想位置，相反就远离理想位置。当信号质量下降到一定程度的时候，符号 最终会被错误解码，此时BER 增大。使用MER 可以很好的量化噪声与入侵 干扰在他们对BER 造成影响之前。 4、误码率（BER），是衡量数据在规定时间内数据传输精确性的指标。误码率=传输中 的误码/所传输的总码数*100%。如果有误码就有误码率。另外，也有将误码率定义 为用来衡量误码出现的频率。IEEE802.3标准为1000Base-T网络制定的可接受的最 高限度误码率为10-10。这个误码率标准是针对脉冲振幅调制(PAM-5)编码而设定的, 也就是千兆以太网的编码方式。 二、相互关系 为了更好地保证数字有线电视的传输质量，需要合理地规划载噪比（C/N）和调制误码率（MER）以确保误码率（BER）指标能够保持在良好的范围内。 1、载噪比与误码率的关系 当Eb/No 确定以后，达到一定BER 值所要求的C/N 为：C/N= (Eb/No)×(R/B)，Eb/No= (C/N)×B/R 式中：Eb：信号的每比特能量。No：传输信道的噪声功率谱密度。B：检波滤波 器的等效噪声带宽。C/N：传输信道的载噪比（dB）。R：比特率，表征传输信号的频谱效率。 根据上式可以绘出BER 与C/N 关系曲线，就得到著名的瀑布曲线如下图：

QAM误码率公式

Q A M误码率公式-CAL-FENGHAI.-(YICAI)-Company One1

不同调制模式下的误码率与信噪比的关系 一．原理概述 多进制正交幅度调制（QAM ） 在MPSK 调制中，传输信号的幅度保持在一恒定值，因此星座图的圆形的。通过改变相位和幅度，我们获得一种新的调制方法，称为多进制正交调制（QAM ），一般形式定义为： cos(2sin (2),0,=1,2,,M i i c i c s s f t f t t T i ππ≤≤ 其中，min E 是幅度最小的信号的能量，i a 和i b 是一对独立的整数。 第i 个信号点的坐标是a b i a ，i b ）是如下给出的L 矩阵的元素： (-L+1,L-1)(-L+3,L-1)(L-1,L-1)(-L+1,L-3)(-L+3,L-3)(L-1,L-3){,}=(-L+1,-L+1)(-3+1,-L+1)(L-1,-L+1)i i a b ???????????? 其中L 。对于16-QAM 信号的星座图，其L 矩阵为 (-3,3)(-1,3)(1,3)(3,3)(-3,1)(-1,1)(1,1)(3,1){,}=(-3,-1)(-1,-1)(1,-1)(3,-1)(-3,3)(-1,3)(1,-3)(3,-3)i i a b ???????????? 如果使用相干检测，多进制QAM 信号在AWGN 信道中的平均差错概率大约是： ,QAM e P Q 使用平均信号能量av E ，上式表示为： ,QAM e P Q 二．实验仿真与分析 我们用matlab 分别仿真了各种调制模式下的信噪比与误码率的关系，其中图1 是无分集情况下的仿真结果图，图2 是在发射接收端二分集的情况下的仿真结果图，图3 是4分集的情况下仿真结果图。

信噪比与误码率实验指导书

数字调制及解调信道信噪比 与误码性能测试实验指导书 一、功率计的功能及使用 WY2288是一种智能化射频毫伏表/小功率计，能测量频率从200Hz～1500MHz的正弦电压有效值和相应的功率值。它采用检波放大原理，具有频响宽，驻波系数小，灵敏度高，测量准确度高的特点。基于CPU控制的数字化仪器，LCD菜单式显示多参数和变化动态指针显示，实现自动量程，是科研单位、高校实验室、生产线中超高频电压和功率测试和计量的必备仪器。 （一）工作特性 （1）被测电压频率范围：200Hz～1500MHz （2）电压测量范围：1mV～10V；最高显示数：11000。如使用40dB分压器（选购件）可扩展到300V。满度值为10mV、100mV、1V、10V共四档。 （3）电平测量范围：-47～+33dBm（0dBm=0.224V，50Ω匹配负载），分辨率±0.01dB。-48～+31dBm（0dBm=0.274V，75Ω匹配负载），分辨率±0.01dB。 （4）功率测量范围：0.1μW～2000mW。最高显示数：24000。满度值分2μW，200μW，20mW，2000mW 共四档。 （5）电压测量固有误差(以探针探头插入T型接头,匹配50Ω时为基准)：±1% ±10个字。10mV档：±3% ±0.3mV。 （6）功率测量固有误差：±3% ±10个字。2μW档±10% ±50个字。 （7）固有频响误差(以1MHz，0.8Vrms信号用探针探头插入T型接头,匹配50Ω时为基准)，1kHz～100MHz：≤±3%；200Hz～300MHz：≤±5%；300MHz～600MHz：≤±8%；600MHz～1000MHz：≤±12%；1000MHz ～1500MHz：≤±30%。 （8）电压测量工作误差(以探针探头插入T型接头,匹配50Ω时为基准)：±2% ±10个字。10mV档：±5% ±0.5mV。 （9）功率测量工作误差：5%±10个字。2μW档：±15%±50个字。 （10）工作条件下频率影响误差(以1MHz 0.8Vrms信号用探针探头插入T型接头,匹配50Ω时为基准)，1kHz～100MHz：±5% ；200Hz～300MHz：±8%；300MHz～600MHz：±10%；600MHz～1000MHz：±15%；1000MHz～1500MHz：±25%。 （11）输入阻抗：≤15kΩ（100mV档），输入电容：＜2.0pF。 （12）正常工作条件：环境温度：10～35℃，相对湿度：＜90%（35℃），大气压力：750±30mmHg。 （13）电源电压：220V±10%；50Hz±5%。电源功耗：＜10VA （二）仪器的使用 1.仪器面板功能介绍 仪器前面板，如图1 所示。